Teoria básica do amplificador RF linear


VÁLVULA TRIODO COM GRADE ATERRADA

A tensão de entrada é aplicada ao cátodo, a grade é aterrada, e a saída é retirada da placa, estando em fase com a entrada. É necessária potência de acionamento, para que não seja estritamente um amplificador de tensão. Amplificador de grade aterrada ou circuito, o resistor R representa a carga na qual o amplificador trabalha (antena) num circuito sintonizado em radiofrequência.


No amplificador de grade aterrada, o sinal de entrada enviado pelo transceptor é aplicado entre o cátodo e a grade, e a saída é obtida entre a placa (anodo) e a grade. A grade é, portanto, o elemento comum. O componente CA da corrente da placa tem que fluir através da fonte de sinal para atingir o cátodo. A fonte de sinal está em série com a carga através da resistência placa-cátodo do tubo, então parte da energia na carga é fornecida pela fonte de sinal. Em aplicações de transmissão, essa energia alimentada é da ordem de 10 por cento da saída de energia total, usando tubos adequados para serviço de grade aterrada. A impedância de entrada do amplificador de grade aterrada consiste em uma capacitância em paralelo com uma resistência equivalente representando a energia fornecida pela fonte de acionamento da grade e para a carga. Essa resistência é da ordem de algumas centenas ohms. A impedância de saída, negligenciando as capacitâncias entre eletrodos, é igual à resistência de placa do tubo.


Circuito de entrada de um amplificador tríodo com grade aterrada.
A grade está no potencial terra. Um amplificador desse tipo é caracterizado por uma impedância de entrada comparativamente baixa e um requisito de potência de driver relativamente alto. A potência adicional do driver não é consumida no amplificador, mas é ‘‘alimentada’’ para o circuito da placa onde se combina com a potência de saída normal da placa. A potência de saída de RF total é a soma das potências de saída do driver e do amplificador menos a potência normalmente necessária para acionar o tubo em um circuito de cátodo aterrado. O bypass eficaz e o isolamento de entrada-saída são os principais fatores para manter os amplificadores de grade aterrados domesticados. O feedback positivo é da placa para o cátodo através da capacitância placa-cátodo do tubo. Como a grade aterrada é interposta entre a placa e o cátodo, essa capacitância é pequena e a neutralização geralmente não é necessária. No circuito aterrado, o cátodo deve ser isolado para RF do solo. Isso apresenta uma dificuldade prática, especialmente no caso de um tubo do tipo filamento cuja corrente de filamento é grande. 
Circuito de tanque de placa amplificadora:
 
O circuito de tanque de placa é uma rede pi que combina a alta impedância da placa com a baixa impedância da antena. Ao mesmo tempo, o circuito filtra harmônicos indesejados do sinal de saída. O sinal da placa entra pelos três capacitores de acoplamento de placa de 0,001 mF em paralelo no canto superior esquerdo do esquema. O conjunto de bobina (L1) e um capacitor de ajuste de estator dividido (C1) no lado de entrada da rede pi fornecem relações L/C quase ótimas em todas as bandas amadoras de 3,5 a 30 MHz. A chave de banda em L1 varia a indutância da bobina do tanque, e o capacitor de carga de 1500 pF (C2) ajusta a rede para a melhor correspondência de impedância. O indutor de RF de 2,5 mH executa duas funções importantes: se o capacitor de acoplamento de placa falhar e causar curto, o indutor de RF encurtará o fornecimento de placa, com sorte queimando o fusível. Isso evitará que a tensão da placa apareça na antena, uma situação muito perigosa. O indutor também evita que qualquer tensão CC apareça no capacitor de carga, assim, diminuindo a tensão que ele precisa lidar e permitindo que um capacitor fisicamente menor seja usado. O circuito de saída corresponderá às impedâncias para linhas de alimentação e cargas desbalanceadas de 50 ou 70 ohms.

Triodo russo GS35B de baixo custo e apresenta:

  • Saída de 1,5 kW usando circuito de rede aterrado com acionamento de cerca de 100 watts
  • Não é necessário um soquete de tubo comercial (caro)
  • Sistema de chaminé de ar de baixo custo e fácil de fabricar
  • Comutação rápida T/R de relé de vácuo
  • Polarização de cátodo variável para acomodar várias condições operacionais
  • O circuito de proteção do tubo ajuda a evitar danos causados ​​por erros ou falhas no circuito
  • O circuito de "partida por etapas" do filamento do tubo limita a corrente de partida a frio; estende a vida útil do tubo
  • Soprador de ar de resfriamento localizado remotamente para redução de ruído
  • Requisito modesto de voltagem de filamento de 12,6 volts a 3,2 amperes
  • Construção modular usando invólucros fundidos


O CIRCUITO AMPLIFICADOR

O circuito clássico acionado por cátodo ou "grade aterrada" é usado. O secundário do transformador de filamento é isolado do tubo de vácuo com um choke bifilar caseiro enrolado em uma haste de ferrite de 1/2" de diâmetro e seis polegadas de comprimento. A derivação central do secundário de filamento fornece a conexão ao circuito de polarização dos tubos. A potência de acionamento de RF do transceptor é aplicada ao cátodo do tubo usando um circuito de correspondência de entrada.

O circuito de saída do tubo de vácuo é o projeto familiar de rede PI. Chokes de RF de alta tensão feitos em casa enrolados em formas de cerâmica de 3/4" são usados ​​para manter RF fora do fornecimento de alta tensão. A bobina de rede Pi de saída é enrolada a partir de tubos de cobre de 1/4" de diâmetro. Um capacitor de ajuste de vácuo de 5 a 30 pF é mostrado no esquema. Em tensões de placa se aproximando de 4 kV, este capacitor pode ser eliminado. O circuito do tubo pode ser ressonado usando a capacitância de saída do tubo de vácuo em conjunto com a bobina de rede Pi de saída. Uma maneira fácil e segura de ajustar a bobina de saída é descrita na seção "Ajustando a rede Pi". Este também é um ajuste "configure e esqueça". Despesas consideráveis ​​são economizadas pela eliminação da variável de vácuo.  

O valor do capacitor de bloqueio de placa precisa exibir uma reatância menor que cerca de 5% da impedância de carga da placa. Para este amplificador com uma tensão de placa de 4 kV, isso resulta em um valor mínimo de capacitância de 200 pF. A classificação de corrente do capacitor de bloqueio de placa quando usado neste amplificador é de 10 A a 50,1 MHz. Se você encontrar um capacitor que não tenha classificação de corrente de RF marcada ou que não tenha classificação de corrente certificada pelo fabricante, não o use. Ele provavelmente é destinado à fonte de alimentação e não ao serviço de RF. A especificação básica para o capacitor de bloqueio exigido por este amplificador é de ruptura de tensão mínima de 10 kV, capacitância mínima de 200 pF e corrente de RF de 10 A a 50 MHz. Um componente comercial adequado seria um capacitor Centralab HTY57Y102 5 .  

Os únicos componentes restantes do circuito de saída são um variável de ar de 200 pF 1kV barato usado como controle de carga de saída e um "stub" de cabo coaxial curto de 1/2 comprimento de onda sintonizado. Este stub está localizado na saída do gabinete do deck de RF e serve a dois propósitos. O primeiro e mais importante é fornecer um caminho CC para o aterramento caso o capacitor de bloqueio da placa falhe. Se você optar por omitir este stub do seu amplificador, DEVE adicionar um indutor de RF da saída da antena do amplificador para o aterramento. O tamanho não é importante; ele deve apresentar uma alta impedância a 50 MHz. Um indutor de um mH é adequado. O caminho CC que este indutor fornece queimará o fusível na fonte de alimentação de alta tensão se o capacitor de bloqueio da placa falhar. Deixar o stub em curto ou o indutor de RF fora é pedir por GRANDES problemas. Essencialmente, a tensão da placa aparecerá na linha da sua antena quando o capacitor entrar em curto, uma situação potencialmente letal. Essa tensão no cabo coaxial de saída causou relés de vácuo soldados, destruição de tubos e problemas de antena/linha de alimentação com alto VSWR. 

O segundo propósito do stub em curto é ajudar a suprimir a radiação do segundo harmônico do amplificador. Este stub é feito de um cabo coaxial tipo RG/8 e é ajustado para 100,2 MHz com um analisador de SWR. Fisicamente, o meu é feito de 52 polegadas de cabo coaxial International # 9086, com uma extremidade soldada a um conector PL259 padrão, e a extremidade mais distante tem o fio central e a malha de blindagem em curto juntos. (Daí, stub em curto). Quando conectado a um analisador de SWR (como o MFJ-259), e a frequência definida para 100,2 MHz (o segundo harmônico de seis metros), o medidor de resistência do painel de instrumentos mostra zero Ohms. Isso significa que o stub em curto age como um curto nessa frequência e ajuda a impedir que o segundo harmônico irradie. A energia desejada de 50,1 MHz não é afetada.

Se você usar um tipo diferente de coaxial, apenas corte o comprimento do coaxial até obter uma leitura de zero Ohm no seu analisador de ROE. Este tipo de filtro é um tanto banda larga, fácil de fazer e ajuda a reduzir o segundo harmônico. Novamente, a função primária deste stub é queimar o fusível caso a tampa de bloqueio da placa falhe, e não para redução de harmônicos. Este stub ajustado não elimina a necessidade de um filtro passa-baixo externo. Um design adequado está disponível neste site

Um pequeno transistor ligará quando alimentado com alta voltagem de placa reduzida por um grande divisor de resistência. Este sinal é usado pelo circuito de proteção do tubo.

CIRCUITO DE TRANSMISSÃO-RECEPÇÃO 

O relé de transmissão é construído em um gabinete de alumínio fundido separado e também é montado no painel traseiro do deck de RF. Este relé de vácuo é um Jennings RB3. Os tempos de operação e liberação de 15 ms para o relé RB3 não são particularmente rápidos, mas o circuito digital de acionamento é projetado para compensar isso. Claro, um relé mais rápido pode ser usado. Este relé tem sido impecável nesta aplicação. A linha de chaveamento CW ou PTT vai primeiro diretamente para o amplificador. Isso ativa o relé de vácuo e uma saída digitalmente atrasada é então enviada para o transceptor. Isso garante que nenhuma "comutação a quente" do relé de vácuo ocorra. Quando este amplificador é desligado, o sinal de chaveamento CW simplesmente passa direto para o transceptor como de costume. Um pequeno relé reed de ação rápida de 5 volts no circuito de controle T/R é ativado para regenerar novamente o sinal de chaveamento PTT ou CW. Esta abordagem irá chavear qualquer transceptor que você deseja usar, independentemente do tipo de circuito de chaveamento que ele emprega. O circuito de delay digital é controlado por cristal e usa dois registradores de deslocamento conectados em série para gerar uma forma de onda de keying com atraso de 15 milissegundos. Esses circuitos digitais comumente disponíveis têm baixo preço. A página esquemática rotulada "T/R Control Timing" mostra diagramas detalhados de timing digital. Nenhum problema foi experimentado com este circuito em mais de três anos de operação.  

Dois medidores de painel montados no painel frontal medem a corrente da placa (0 a 1 Amp) e a corrente da grade (0 a 500 mA). O movimento básico do medidor em ambos os medidores é de 50 micro Amps. Os quatro resistores de 1% são resistores de derivação do medidor. Outros movimentos do medidor podem ser usados, basta dimensionar os resistores de derivação de acordo. Se você não tiver valores de 1% em estoque, simplesmente meça com seu ohmímetro e faça a série/paralelo de resistores necessária para chegar a 1% dos valores-alvo. Isso garantirá que as leituras do medidor do painel estejam corretas. 

Os diodos de 6 ampères e 1 kV protegem os movimentos mecânicos do medidor em caso de falha do circuito.  

O circuito acionado por cátodo deste amplificador requer que uma tensão positiva seja aplicada ao cátodo do tubo de vácuo em relação à grade aterrada. Isso estabelece o ponto de operação do tubo e determina a classe de operação. Projetos de circuitos mais antigos usaram diodos Zener discretos de alta potência. Alguns projetistas usaram diodos Zener de baixa potência acionando um transistor discreto de passagem em série externo de alta potência. Ambas as abordagens foram tentadas em versões anteriores deste amplificador. Um terceiro circuito usando uma fonte de tensão variável foi sugerido por G3SEK 2 . Este circuito usa uma fonte de corrente programável de precisão acionando um transistor PNP externo. Isso emula um diodo Zener de alta potência variável. O transistor externo é montado em um dissipador de calor. Este circuito é superior e fornece polarização de tubo variável suave que é estável em toda a faixa de saída de potência deste amplificador. Ian White, G3SEK mencionou em uma mensagem de e-mail que quando tensões de placa de 4 kV++ são usadas, a classificação máxima de 36 Volts do TL431 é excedida. Ele tem uma nota de aplicação disponível em seu site que descreve isso. O circuito aqui foi sugerido por Ian e fornece polarização variável na faixa de 27 a 45 Volts, sem exceder a classificação de tensão do regulador. O TL431 está disponível em dois estilos de pacote, custa menos de um dólar e é amplamente disponível. O diagrama esquemático mostra as conexões de pinos para o pacote mini-dip de oito pinos. O controle de ajuste de tensão do resistor variável precisa estar disponível de fora do amplificador, então monte-o adequadamente. O fusível de queima rápida de um ampère em série com a derivação central do transformador de filamento protege o tubo de corrente excessiva em caso de falha do circuito. Da mesma forma, o fusível precisa ser substituído sem desmontar o amplificador, então monte-o em um bom local na parede do chassi.  

As fontes de alimentação reguladas de baixa tensão fornecem +26 volts e +5 volts regulados para o circuito de controle do amplificador.  

LÓGICA DA LÂMPADA 

Este driver de lâmpada e lógica de proteção de circuito são montados em uma pequena placa de circuito e residem sob o chassi principal. Capacitores de alimentação de 1000 pF são montados nas paredes sob o chassi e desacopla os sinais do circuito. Sinais da fonte de alimentação de alta tensão (aquecimento e alta tensão OK), deck de RF (falha de rede) e painel frontal (operação/espera) são combinados para fornecer um sinal para permitir a aplicação do acionamento de RF ao amplificador. O acionamento de RF é proibido se não houver alta tensão presente, se uma falha de rede tiver sido detectada ou se o interruptor de função do painel frontal colocar o amplificador em espera. Quatro lâmpadas de status coloridas são usadas. Este amplificador usa lâmpadas incandescentes de 28 volts e tampas de lentes de vidro com joias. Elas têm uma boa aparência, são brilhantes, têm um ângulo de visão muito amplo e são altamente visíveis em um barracão de presunto movimentado. Se você preferir usar indicadores de LED, basta substituir a lâmpada pelo LED de sua escolha, conectar o cátodo do LED ao driver do circuito integrado e conectar um resistor (típico) de 1,6 kOhm em série com cada LED.  

O painel frontal do amplificador tem um interruptor de modo rotativo de três posições. A primeira posição é OFF. A segunda é STANDBY, enquanto a terceira posição é OPERATE. Quando o amplificador é ligado pela primeira vez, as lâmpadas WARM-UP e STANDBY são acesas. Após um período de aquecimento do filamento de dois minutos, alta tensão é aplicada ao deck RF do amplificador. Se o seletor de modo estiver em STANDBY e a lógica do detector de alta tensão detectar alta tensão adequada, a lâmpada WARM-UP apaga, mas a lâmpada STANDBY permanece acesa. Se a lâmpada WARM-UP estiver apagada, o seletor de modo estiver em OPERATE, mas a lâmpada STANDBY permanecer acesa, suspeite que a alta tensão não esteja conectada ao deck RF. Desligue tudo e verifique as conexões de alta tensão. Este circuito de proteção não permitirá o acionamento RF se a alta tensão adequada não estiver presente no deck RF. Normalmente, girar o seletor de modo para OPERATE remove a lâmpada STANDBY e acende a lâmpada OPERATE. Caso uma condição de sobrecorrente na grade seja detectada, somente as lâmpadas FAULT e STANDBY acenderão, e o circuito de proteção ignorará automaticamente o amplificador, evitando danos. Pressionar momentaneamente o botão RESET do painel frontal restaurará o amplificador à condição normal de OPERATE.  

FONTE DE ENERGIA

Os dois componentes individuais mais caros na construção de amplificadores de RF geralmente são o tubo de vácuo e o transformador de alta tensão. A disponibilidade de tubos russos reduziu a parte do tubo desse custo para níveis administráveis, mas o preço do transformador de potência pode continuar sendo um obstáculo 3 . Eu tinha um transformador de 2 KV existente de um projeto anterior. Em vez de usar 2 kV neste novo amplificador GS35B, um circuito duplicador de tensão foi empregado para que o transformador existente pudesse ser usado. Se você estiver começando do zero, considere uma tensão de projeto de cerca de 3 kV. Isso manterá a tensão da placa dentro das especificações publicadas do tubo. 4KV não apresentou problemas com este amplificador; especialmente porque a classificação de dissipação da placa do tubo não está sendo excedida. Alguns amadores na Europa (PA3CSG, 9H1PA, DL4MEA, G0RUZ) e nos EUA (K0PW, K7CW) agora estão usando este nível de tensão aproximado no GS35B com bom sucesso 4 .

Um relé de atraso de surto de energia é usado para reduzir o surto de corrente de energia inicial necessário para carregar os capacitores do filtro. Conectores especiais de alta tensão são usados ​​para conectar a alta tensão ao deck de RF. Este amplificador tem a fonte de alimentação localizada remotamente, então o fio de alta tensão é usado para fazer esta conexão 5 . Tenha extremo cuidado ao trabalhar com as tensões presentes nesta fonte de alimentação.  

 TESTE INICIAL, AJUSTE E AFINAÇÃO  

Os tubos testados neste amplificador são itens excedentes do exército russo. Os tubos podem não ter sido usados, mas provavelmente foram submetidos a armazenamento de longo prazo. O condicionamento do filamento é recomendado 4 , e um testador de ruptura de alta tensão descrito neste site será valioso para identificar tubos com problemas antes de serem colocados no amplificador. 

Alguns circuitos neste amplificador são construídos como pequenos subsistemas. Eles podem ser testados antes de serem colocados no amplificador. Testar previamente seu circuito ajudará muito quando chegar a hora de realmente inserir seu tubo de vácuo para verificação final. Em particular, o circuito do tanque de placa de deck RF, o circuito de disparo de grade e o circuito de relé QSK T/R são facilmente ajustados e testados com antecedência. As leituras de corrente de grade e corrente de placa do medidor do painel frontal também podem ser verificadas facilmente. Ter uma rede pi do tanque de placa sintonizada com antecedência evita submeter seu tubo a condições grosseiramente desafinadas. O mesmo vale para o circuito de disparo de grade. Ajustar a rede pi da placa com antecedência é uma necessidade prática se você optar por eliminar o capacitor de ajuste variável de vácuo.  

Ajustando a rede pi: 

REMOVA TODAS AS VOLTAGENS DO TUBO. Deixe o tubo no circuito. A impedância de carga da placa do seu amplificador é expressa aproximadamente como: [(tensão da placa em volts) dividida por (1,8 vezes a corrente da placa em amperes)]. Assumindo 4000 volts da placa e 750 mA de corrente da placa, isso resulta em cerca de 2963 ohms. Crie um valor de resistência próximo a esse número com resistores de baixa indutância e coloque temporariamente essa sequência de resistores da conexão do ânodo do tubo ao terra. Isso simula a impedância de carga da placa do amplificador. O objetivo da rede pi no amplificador é alterar esse valor relativamente alto de impedância de carga da placa para 50 ohms para sua linha de transmissão. Agora, conecte um analisador de SWR ao conector RF OUTPUT do amplificador. Ajuste o analisador de SWR para uma frequência de 50,1 MHz Ajuste os enrolamentos da bobina de cobre (expanda ou aperte levemente) em conjunto com o ajuste do capacitor de carga de saída. Ajuste para uma leitura de SWR de 1 para 1 no analisador de SWR. Quando a leitura de SWR estiver plana, seu ajuste estará concluído. A tampa de blindagem do deck de RF superior neste amplificador teve um pequeno efeito nesta configuração, então um pequeno ajuste foi necessário quando o amplificador estava funcionando na saída máxima. É incrível o quão perto este procedimento deixa seu amplificador das configurações finais. Se você não tiver um analisador de SWR, considere obter um. Lembre-se de remover o resistor temporário que você instalou durante este procedimento.  

Ajustando o circuito de disparo da rede:

REMOVA TODAS AS VOLTAGENS DE TUBO. Os tubos GS35B e GS31B são projetados para executar correntes de grade muito mais altas do que os tubos americanos da variedade 8877. Um GS35B russo típico executará cerca de 25 a 30 por cento do valor da corrente da placa para uma corrente de grade. Portanto, se a corrente da placa for 800 ma, uma corrente de grade de cerca de 240 ma é comum. Uma configuração de disparo de grade de cerca de 300 ma ou mais é um número aproximado para este amplificador. Para configurar o resistor variável de disparo de grade, você precisará da fonte de alimentação de baixa tensão mais cinco VCC ativada. Você também precisará de uma fonte de alimentação externa de baixa tensão limitada por corrente e um multímetro. Conecte o fio negativo da fonte de alimentação externa ao aterramento do chassi do amplificador. Defina a configuração de tensão da fonte de alimentação externa para zero volts. Conecte o fio positivo da fonte de alimentação externa à conexão "B menos" do amplificador. Usando o multímetro, ajuste a alimentação externa para 300 miliamperes. O medidor de corrente da grade do painel frontal também deve agora ler 300 ma Ajuste o resistor variável de disparo da grade até que o pequeno indicador LED acenda, indicando que o relé de disparo da grade agora está travado. Remova a fonte externa. Pressionar o botão RESET do painel frontal deve apagar o LED indicador e o relé deve agora ser desativado. Isso conclui o ajuste de disparo da grade. Este é um ajuste "configure e esqueça". O resistor variável e o indicador LED podem ser enterrados dentro do amplificador, pois nenhum ajuste externo é necessário.  

A operação do medidor de corrente de placa pode ser verificada de maneira semelhante. Usando o fio negativo da fonte externa variável conectado à conexão "B Minus" do amplificador e o fio positivo conectado ao terminal positivo do medidor de corrente de placa, a leitura de corrente do seu multímetro deve ser a mesma indicada pelo medidor do painel frontal.

 O circuito do relé T/R pode ser testado com antecedência. REMOVA TODAS AS VOLTAGENS DO TUBO. As fontes reguladas de baixa tensão +5 e +26 volts precisam estar ativas para este teste. Remova temporariamente a conexão de entrada "Standby Signal". Aplique uma chave manual ou um manipulador CW na conexão "Key In". Conecte um oscilador de prática de código à linha "Key Output" (ou verifique a atividade na linha de saída). Acionar a entrada faz com que a saída acione, e o relé de acionamento deve ser ativado. Se você tiver um osciloscópio, pode verificar se a atividade de acionamento atrasado tem um atraso de 15 milissegundos. O diagrama de tempo lógico mostrado na página 4 do esquema mostra a atividade do circuito para velocidades típicas de acionamento CW. Os tempos de acionamento atrasados ​​são fixos e nenhum ajuste é necessário para a atividade adequada do relé. O aterramento momentâneo da entrada "Standby Signal" deve desabilitar a atividade do relé, mas a saída normal na "Key Output" ainda ocorrerá.

O circuito de polarização variável é ajustado com todas as tensões normais de válvula aplicadas. Com entrada de energia ZERO (desligue seu transceptor), aterre a linha de sinal "Key input" e ajuste o resistor de polarização variável para uma leitura de corrente de placa de repouso de 100 mA. 

O ajuste de SWR de entrada é melhor definido com o amplificador funcionando normalmente e cerca de dez watts ou mais de potência de RF aplicada ao amplificador. Uma carga fictícia ou antena adequada deve ser conectada à saída do amplificador. Aplique o acionamento de RF e ajuste o pequeno capacitor variável para um SWR de 1 para 1 entre a saída do transceptor e a entrada do amplificador. Você deve conseguir obter uma leitura de SWR muito baixa. Seis válvulas diferentes foram testadas neste amplificador e cada uma foi facilmente combinada com um leve ajuste do capacitor. Este é um alinhamento "configure e esqueça", mas certifique-se de colocar o capacitor de forma que você possa ajustá-lo enquanto o amplificador estiver funcionando. Este amplificador tem o eixo de ajuste disponível no chassi do deck de RF traseiro.  

Neste ponto, mais potência de entrada pode ser aplicada ao amplificador e o capacitor de carga de saída pode ser ajustado ligeiramente para melhor potência de saída.  

Condições operacionais típicas:

Tensão de placa de 4100 volts

Corrente de placa de 700 ma

100 ma de corrente ociosa

Corrente de rede de 230 mA

85 watts de acionamento

Saída de 1500 watts

Esses números mudarão com diferentes válvulas. Algumas válvulas testadas neste amplificador mostram saídas maiores ou menores em algumas centenas de watts ou mais. 



 

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Por que Amplificador Linear




Para serviço de banda lateral, o amplificador de potência de RF deve ser verdadeiramente linear. Deve ser capaz de reproduzir alta fidelidade. Ou seja, a envoltória do sinal existente no circuito da placa deve ser uma réplica exata da envoltória do sinal de excitação. Esta declaração é uma boa definição de um amplificador linear. Isso implica que o ganho de potência do estágio deve ser constante, independentemente do nível do sinal. Qualquer desvio desse estado feliz cria produtos de distorção que aparecem na banda passante do sinal e adjacentes a ela.

Fonte de Alimentação

Calculo de trafo para dobrador: (Tensão secundário x 2,62) = (Tensão dobrada)

 Para um amplificador de 2.500 W, forneça uma capacidade de 42 µF e o dobro (84 µF) para um amplificador de 5.000 W

DIODOS 10A10 OU  20A10

Para medir a alta tensão foi instalado um divisor de tensão formado por 10 resistores de 100K ohms em serie, em paralelo com o ultimo resistor de 100K (o resistor que ira ligado ao GND), foi instalado mais um divisor formado por dois resistores de 10K, assim obtemos uma tensão de 7 volts (pode variar de acordo com o galvanômetro utilizado) esta tensão é aplicada ao medidor através de uma chave seletora tripla, que irá selecionar qual fator será monitorado. 


 

 
"Proteção" do Retificador de Silício

Nos primeiros anos da década de 1960, a tecnologia de fabricação de retificadores de silício era imprevisível. Havia
uma variação considerável entre retificadores individuais do mesmo tipo. A variação entre
retificadores levou os projetistas a usar circuitos equalizadores de resistor-capacitor em paralelo com
retificadores em série.

Hoje, a tecnologia de fabricação de retificadores de silício melhorou, de modo que os
retificadores do mesmo tipo são muito uniformes em seus parâmetros. Os retificadores de silício modernos não precisam
ser equalizados. Infelizmente, velhos hábitos morrem lentamente e muitos radioamadores ainda estão
agarrados às técnicas de design dos anos 1960.

Muito foi escrito sobre adicionar redes de proteção de resistor-capacitor "equalizadoras"
através dos retificadores na fonte de alimentação HV do SB-220. Infelizmente, esses circuitos de "proteção
não só não funcionam como anunciado, como podem levar à falha prematura do retificador.

Aqui está o porquê: Os resistores de 1/2 W que são normalmente usados ​​são classificados em 250 V no máximo. Como
um resistor de 250 V pode ser confiável em um retificador de 600 V ou 1000 V? Se algo quebrar em um
circuito retificador em série, é como dominós caindo. Uma falha de resistor pode acabar com as
partes boas restantes no circuito.

O modo de falha mais frequente para retificadores de fonte de alimentação ITV é muita corrente reversa.
Este problema pode ser eliminado se a capacidade PIV total dos retificadores conectados em série
exceder substancialmente a tensão de pico no circuito.

Em qualquer circuito em série, a corrente em todos os elementos é exatamente igual. Os retificadores estão todos em
série. Portanto, a carga de corrente reversa é exatamente a mesma para cada unidade retificadora. Como é que
algo que já é exatamente igual precisa ser "equalizado"?

Durante a aplicação de meio ciclo de tensão reversa. é importante que todos os retificadores em
uma perna em série tenham capacitâncias de junção semelhantes. Se não tiverem, então a tensão reversa nos
retificadores de menor capacitância será excessiva. Aqui está o porquê: em um circuito em série. capacitores
menores carregam [mais rápido e para uma voltagem mais alta, do que capacitores maiores.

Aproximadamente 10nF [0,014F ou 10.000pF] de capacitância de bypass em cada retificador é
provavelmente uma boa ideia se, por exemplo, retificadores de 1A forem colocados em série com retificadores de 6A. Este
é o caso devido à grande diferença na capacitância de junção entre retificadores de 6A e 1A.

Se todos os retificadores em uma perna da série forem semelhantes, todos eles terão capacitâncias de junção semelhantes, portanto, nenhum capacitor externo ou resistor é necessário

Há muito tempo, antes que soubessem melhor, alguns fabricantes comerciais de pilhas retificadoras de silício de alta tensão
usavam "redes R/C equalizadoras. Esses fabricantes pararam de usar
"equalizadores" pelos mesmos motivos que foram descritos anteriormente. Não conheço nenhum
fabricante comercial de retificadores IIV que não tenha abandonado a negligência.











    • S1: Contatos do relé de potência 10-15 A.
    • K4: relé, bobina 220 Vca, contatos 10-15 A.
    • K5: relé, bobina 220 Vca, contatos 5 A.
    • T1: Transformador de placa 3Е4 kVA, primário 240 Vca, secundário 2.400 Vca a 1 A.
    • T2: transformador de filamento, 240 Vca primário, secundário 12,6 Vca a 4 A.
    • D1- D20: 5 diodos em cada perna.

Os diodos retificadores de alta tensão são construídos com uma combinação em série de diodos de silício PIV de 3 A, 1000 V. Cada diodo é desviado por um resistor de 500 k e um capacitor de disco cerâmico de 0,01 µF, 1000 V para equalizar a tensão reversa entre os diodos e eliminar o "ruído branco" gerado pelos diodos que pode aparecer como ruído de banda lateral no sinal transmitido. O valor exato do resistor shunt é diferente e depende do PIV dos diodos. A classificação R = PIV do diodo deve ser multiplicada por 500 Ohm. Exemplo: O PIV dos diodos é 1000V, 1000 x 500 = 500000 Ohm (500k), então cada diodo deve ser desviado por um resistor de 500k.

O lado secundário da fonte de alimentação é convencional. A fonte de alimentação fornece aproximadamente 3.200 volts sob condições sem sinal e 3.000 volts com uma corrente catódica de 1 ampere. C23 e C24 são capacitores de filtro. O valor total é 50 µF, 6000 V. Eu não recomendaria usar capacitores eletrolíticos aqui. Um medidor de alta tensão está incluído na fonte de alimentação.


 


 

DIAGRAMAS






    • RFC1: 25 voltas bifilares de fio de cobre esmaltado de 2 mm de diâmetro em haste de ferrite (comprimento 150 mm, diâmetro 8-10 mm).

    • RFC2: Fio de cobre esmaltado de 0,5 mm de diâmetro em formato cerâmico de 30 mm de diâmetro externo, 70 mm de comprimento e espaçamento próximo; depois, mais 17 voltas espaçadas de 1 mm na extremidade do ânodo. A indutância total é de 195 microHenries.

    • RFC3: 2.5 mH, 0.3 A RF choke.

    • L1: 10/15 m = 3.5: 4 voltas, tira de cobre de 10 mm por 1 mm com espaço de 1 mm entre voltas, diâmetro interno de 40 mm. Tap para 10 metros a 2,5 voltas da extremidade C1 da bobina.

    • L2: 20 m Ц 5.5 - 6 voltas de tubo de cobre de 6 mm de diâmetro com espaçamento de 6 mm entre voltas, 50 mm de diâmetro interno.

    • L3: 40/80/160 m = 20 voltas de fio de cobre de 2,5 mm de diâmetro em forma de cerâmica com diâmetro externo de 75 mm, espaçamento entre voltas de 2,5 mm. Para cobrir as bandas WARC deve-se utilizar uma chave de 9 posições para S2.

    • PA1: 0-1.5 A dc meter = Cathode Current.

    • PA2: 0-0.5 A dc meter = Grid Current.

    • D1-D7: Russian D815A Zener diodes= 5.6 V, 8 W (Use a heat sink).

    • D8: Russian D817A Zener diode = 56 V, 5 W (No heat sink is used).

    • D9, D10, D11: 1N4007 or 1N5408.

    • C1: TUNE = máximo de 500 pF, espaçamento de 3-4 mm (ou combinação de capacitor variável de 170 pF com alta tensão tipo RF fixa 100 pF para capacitores de 80 m, 330 pF para capacitores de 160 m e relé RF).

    • C2: 2200 pF, 10 kV RF type doorknob capacitor.

    • C3: LOAD Ц 2000 pF maximum, 1.5 kV air variable.

    • C4: 1000 pF, 5-kV doorknob capacitor.

    • C5: 2200 pF, 5-kV disc-ceramic capacitor.

    • C6: 0.01, 1 kV disc-ceramic capacitor.

    • C7: 0.01, 500 V MICA.

    • C8, C9: 0.01, 1kV disc-ceramic capacitors.

    • K1: RF type relay, 24 V dc coil, should be rated for 100 W.


    • K2: RF type relay, 24 v dc coil, should be rated for 1500 W.

    • K3: relay, 24 V dc coil, 2 A contacts.

    • K4: relay, 24 V dc coil, 1 A contacts.

    • S1: switch, should be rated for 2 A.

    • S2: 5-position (9-position if WARC bands used), interruptor RF cerâmico de alta potência.

O triodo Russo de alta potencia GS-35B, é conectado em uma configuração de rede aterrada que fornece o layout mais simples possível. Embora a impedância de entrada da rede aterrada GS-35B seja próxima de 50 ohms e forneça uma boa combinação para um driver com saída de impedância fixa, um circuito de entrada de rede pi seria recomendado para melhor linearidade e para diminuir a potência de acionamento.

Características operacionais típicas:

    • Classe de operação: B2
    • Impedância de entrada: perto de 50 Ohm
    • Tensão da placa: 3000 V
    • Corrente catódica (soma das correntes de grade e placa): 1 A
    • Corrente ociosa SSB: 120 mA
    • Corrente ociosa CW: 60 mA
    • Corrente de rede (tom único): máx. 30% da corrente catódica
    • Resistência de carga da placa RF: 2000 Ohm
    • Potência de acionamento: 80E 100 W
    • Potência de saída: 1500 W Eficiência: 55E65%
    • Resfriamento necessário: 150 metros cúbicos por hora (90 CFM) para trabalho de 24 horas

O amplificador linear opera em um circuito de rede aterrada. O amplificador GS-35B requer um driver que possa fornecer pelo menos 80 watts p-e-p. Na verdade, é melhor usar um driver com capacidade de 100 watts p-e-p, para garantir que haja potência de acionamento suficiente disponível em 21 e 28 MHz, frequências nas quais a eficiência dos circuitos de acoplamento é muitas vezes baixa em comparação com a dos circuitos mais baixos. bandas.
A polarização do amplificador é fornecida com diodos zener D1 a D7 D815A, 5,6V/8W (total 39,2V, use um dissipador de calor). É uma boa ideia usar um dos conhecidos circuitos de polarização ajustável com transistor NPN de alta potência ou algo parecido em vez de D1-D7. A tensão de polarização do GS-35B está entre 28 e 35V. No modo de espera, o amplificador é polarizado para corte (corrente catódica próxima de zero) pelo diodo zener D8, D817A, 56V, 5W. Os indicadores de corrente da grade são uma parte do circuito de sobrecarga de disparo da grade. Quando a corrente da grade excede um valor predefinido, a corrente da grade é puxada através do resistor de 10 Ohm (R1) e a queda de tensão através dele liga os transistores VT1 e VT2 que operam os LEDs vermelho e verde. Os trim-pots R3 e R6 fornecem os meios para selecionar os níveis de corrente da grade nos quais os LEDs são ativados. Neste amplificador, o LED verde acende quando a corrente da grade é 30% da corrente máxima do cátodo, e o vermelho é 32-33% da corrente máxima do cátodo. Qualquer piscar do LED vermelho indica potência excessiva da unidade ou carga inadequada do circuito da placa. Um módulo de disparo de grade está incluído no amplificador para proteger a válvula contra corrente excessiva da grade. Novamente, altos níveis de corrente de grade podem ser causados por acionamento excessivo, carga inadequada do circuito da placa ou falta de carga adequada no amplificador. Quando a corrente da grade excede 35% da corrente máxima do cátodo, o relé K4 é desarmado , então o amplificador irá para a posição BYPASS. Apertar o botão "Reset"  coloca o amplificador de volta em serviço. O circuito de proteção contra disparo da grade é simples, mas funciona muito bem. É uma prática perigosa colocar o medidor de corrente de placa em +3000 derivações. O medidor aqui é colocado no circuito de retorno do cátodo, então ele lê a corrente do cátodo, que é a soma das correntes da grade e da placa. A corrente da grade é monitorada medindo a queda de tensão em um resistor de 10 Ohm, R1, 2W através do qual a corrente da grade passa. A corrente de grade do GS-35B com potência total e bom SWR no sistema de antena pode atingir no máximo 30% da corrente do cátodo. A folha de dados máxima da corrente catódica GS-35B é 1,4A. Portanto, as condições são absolutamente normais quando a corrente do cátodo de trabalho é 1A, a corrente da grade não é superior a 300mA, a tensão da placa é 3000V sob carga, a ROE na entrada e na saída do amplificador de potência é em torno de 1,2:1 ou melhor. Neste amplificador a válvula é colocada na posição horizontal, mas também pode ser colocada na vertical sem problemas. O sistema de resfriamento fornece ar de resfriamento na direção do ânodo do tubo para o aquecedor. O circuito do tanque de saída é uma rede pi com capacitores variáveis de ar. Se os ajustes estiverem corretos no tanque de saída, a corrente máxima da grade, a corrente mínima da placa e a potência máxima ocorrerão ao mesmo tempo. O indutor de RF de 2,5mH é conectado entre a extremidade de saída do tanque pi e o terra para evitar que +3000V apareça nos terminais da antena caso C2 desenvolva um curto. O sistema de fluxo de ar deve sempre ser usado quando qualquer energia for aplicada ao filamento uniforme GS-35B. A potência do drive de RF nunca deve atingir o GS-35B, a menos que o tubo tenha tensão de placa aplicada.

Algumas folhas de dados russas mostram que o requisito de resfriamento do ânodo do GS-35b é de 2.500 litros/minuto. Outras fontes de especificações incluem informações sobre os requisitos de resfriamento do cátodo e da grade do tubo. Por definição, um pé cúbico equivale a 28.327 litros. Convertendo para pés cúbicos por minuto (CFM), os requisitos de resfriamento do ânodo são, então, de cerca de 88,3 CFM.

Resfriamento do Tubo


Consulte o diagrama de fluxo de ar à direita. Neste amplificador, a área sob o chassi é pressurizada. Vários orifícios blindados para fluxo de ar são colocados no compartimento da grade e na área de montagem do chassi principal. Uma inspeção da fotografia do compartimento da grade mostrará algumas das oito passagens de ar de entrada blindadas de uma polegada de diâmetro. Dois orifícios de 2,5 polegadas de diâmetro na placa superior do chassi fornecem um caminho de ar em direção à parte inferior do radiador tubular. Fornecer uma superfície de fluxo de ar maior possível reduzirá os requisitos de contrapressão do ventilador de ar externo. A passagem de todo o fluxo de ar diretamente através do compartimento da grade blindada sob o chassi satisfará facilmente as necessidades de resfriamento do cátodo e da grade. Alguns requisitos para serviços leves permitirão o uso de um soprador menor. A única maneira segura de saber se o tubo está sendo resfriado adequadamente é medir a temperatura de vedação do tubo para garantir a conformidade com as especificações máximas do fabricante.

É muito importante não ignorar os requisitos menores de resfriamento do cátodo e do fluxo de ar da grade. A tabela abaixo mostra os requisitos de resfriamento do elemento GS-35b em várias unidades de medida:


Proteção de Amplificador

 






















 





PA0FRI



CIRCUITO PROTEÇÃO

https://www.nd2x.com/K5JL.html 

VENTILAÇÃO FORÇADA GS-35B

Algumas folhas de dados russas mostram que o requisito de resfriamento do ânodo do GS-35b é de 2500 litros/minuto. Outras fontes de especificação incluem informações sobre os requisitos de resfriamento do cátodo e da grade do tubo. Por definição, um pé cúbico equivale a 28,327 litros. Convertendo para pés cúbicos por minuto (CFM), os requisitos de resfriamento do ânodo são, então, cerca de 88,3 CFM. Consulte o diagrama de fluxo de ar à direita. Neste amplificador, a área sob o chassi é pressurizada. Vários furos de fluxo de ar com tela são colocados no compartimento da grade e na área de montagem do chassi principal. Uma inspeção da fotografia do compartimento da grade mostrará alguns dos oito caminhos de entrada de ar com tela de uma polegada de diâmetro. Dois furos de 2,5 polegadas de diâmetro na placa superior do chassi fornecem um caminho de ar em direção à parte inferior do radiador do tubo. Fornecer uma grande superfície de fluxo de ar possível reduzirá os requisitos de contrapressão do ventilador do soprador de ar externo. Passar todo o fluxo de ar diretamente pelo compartimento da grade blindada sob o chassi atenderá facilmente às necessidades de resfriamento do cátodo e da grade. Alguns requisitos de serviço leve permitirão que um soprador menor seja usado. A única maneira certa de saber se o tubo está sendo resfriado adequadamente é medir a temperatura da vedação do tubo para garantir a conformidade com a especificação máxima do fabricante. É muito importante não ignorar os requisitos de resfriamento do fluxo de ar de cátodo e grade menores. A tabela abaixo mostra os requisitos de resfriamento do elemento GS-35b em várias unidades de medida: 

RFC (Radio Frequency Choke) DE ALTA TENSÃO 

Função: Este indutor permitirá a passagem da corrente CC, mas bloqueará a corrente CA oriundo do ânodo (placa) do tubo para a fonte. O indutor é um dispositivo elétrico que se opõe apenas às variações bruscas de corrente

Dimensão:  ≥ 50 µH 165 voltas fio cobre esmaltado de 0,7 mm em um tubo de nylon com Ø20 mm, se for operar em 160 m dimensionar com ≥ 180 µH

Sobre indutores de placa, circulam histórias variadas. No entanto, menos problemas surgem com indutores de uma camada. Devido à dissipação e proximidade das válvulas de potência, um formador de bobina resistente ao calor é essencial: o calor e a intensa radiação infravermelha de uma válvula de potência na dissipação máxima podem fazer com que uma placa de fenol a 2 cm de distância exploda em chamas! Um resistor de fio cerâmico resistente, com seu fio de resistência removido, será um bom formador. Um diâmetro de cerca de 2 cm e um comprimento de 10 cm é satisfatório. Enrole o formador com uma camada de fios esmaltados de 25 a 28 SWG em um comprimento de 5 a 10 cm. Na maioria dos casos, sua indutância é suficiente, mesmo na frequência mais baixa de 3,5 MHz. Para testar a ressonância em série, faça um curto-circuito em ambas as extremidades (fig») e (com um GDO) verifique se há ressonância nas bandas amadoras. Se não houver nenhuma, você está com sorte. Se houver, tente deslocá-las removendo ou adicionando algumas voltas. Outra solução é remover 1 cm dos enrolamentos e começar de novo, deixando um espaço de 1 cm entre os enrolamentos; depois, verifique novamente . Meu indutor favorito tem um diâmetro de 2 a 2,2 cm, é enrolado firmemente em um comprimento de 5 cm com uma camada de fio esmaltado 28 SWG, tem uma indutância de cerca de 180 μH e servirá para todas as bandas. O fio pode parecer muito fino para algumas correntes, mas em todos os meus experimentos ele nunca queimou. O resistor de fio enrolado (10–50 ?) entre + HT e o indutor limitará os danos do "flash-over", causado por um curto momentâneo em uma válvula, ao fusível e (frequentemente) ao próprio resistor de limite. Substituí-los é muito mais barato do que substituir a válvula.


 

Este estrangulador vem com duas alças superiores diferentes. O estilo AL80 AL1200 com um único terminal de anel curto é o número de peça CTR RFC245s.

O estrangulamento estilo AL811 com alça longa é RFC245LL.

A forma de estrangulamento tem 1 ″ OD, 5-1/2 ″ de comprimento e rosca roscada de 1/4 ″ -20.

Nosso indutor é um substituto cuidadosamente fabricado para os indutores de placa Ameritron Gen II fabricados em MFJ, usados ​​em amplificadores Ameritron pós-1990. Nossos indutores são enrolados de acordo com as especificações originais exatas, com melhor dopagem para reter os enrolamentos. Este indutor é um substituto direto “melhor que o de fábrica” para o enrolamento MFJ 10-15139, 10-15197 ou os primeiros indutores da Prime Instruments usados ​​​​em amplificadores Ameritron. Consulte-nos para outras aplicações.


 

Conte voltas e faça um RFC com a foto como exemplo.
Tarugo Bastão De Nylon Tecnyl Ø 20 Mm X 100 Cm Barra

RFC (Radio Frequency Choke) DE FILAMENTO 


          Fonte: robkalmeijer

Função: Este indutor tem o objetivo de bloquear a passagem da corrente de RF para o trafo. Dois capacitores cerâmicos (10 nF) são necessários para uma efetiva filtragem de qualquer RF que venha a passar.

Dimensão: Bobina de fio esmaltado 14 AWG 7,5 µH (Sugerido 110 µH) *Verificar, comprimento do ferrite sugerido: 165,1 mm Ø12,7 mm 36 voltas do fio devem ser enroladas firmemente

Dois comprimentos lado a lado de 58 polegadas de fio nº 14 são enrolados no núcleo de ferrite de ½ polegada de diâmetro. 

 TL-922




CT4EJ 

Fio esmaltado #10 AWG de 14 voltas bifilares enrolado em núcleo de ferrite. Material Q-1, 5 polegadas de comprimento. Diâmetro de 1/2 polegada

PROTEÇÃO


Para a primeira proteção em todos os meus amplificadores de potência há um fusível e um resistor em série com a alimentação do ânodo. O resistor de fio enrolado no circuito do ânodo reduzirá o arco flamejante através do fusível queimado e limitará a corrente máxima do ânodo. Isso provou ser uma boa prática neste amplificador. Dentro de cinco minutos após a primeira aplicação de energia, houve um flashover em uma das válvulas. O fusível queimou, mas a válvula não sofreu. Mais tarde, sob overdrive, aconteceu a mesma coisa. Mais uma vez, a válvula estava OK. Sinta-se à vontade para usar um resistor maior, mas eu uso esses resistores como um segundo fusível e não me importo em substituí-los. Parece que isso ocorre com frequência com esse tipo de válvula depois de muito tempo sem uso. Uma vez que o amplificador se estabilizou e está em uso regular, isso só acontece com pouca frequência. Podemos proteger as válvulas e a fonte de alimentação contra curtos momentâneos (ea. Flashover) por meio de um resistor junto com um fusível em série com o ânodo indutor. Na foto isso foi feito temporariamente para proteger e testar o amplificador. Mais tarde, pode ser instalado de forma mais permanente.

 

 




CIRCUITOS DE SUPRESSÃO PARASITA

Um método de supressão parasita é a inserção de obstáculos (amortecedores) de corrente de RF, evitar que o amplificador auto-oscilar e bloquear altas frequências e retorno de frequências expurias do tanque sintonizado. Este método pode ser usado até frequências de vários 100 MHz sem reduzir notavelmente a potência fundamental. 

A função principal é fornecer um caminho de alta impedância em série com outros elementos do circuito (tanque). No entanto, tal método pode ser usado apenas quando as frequências fundamental e parasita estiverem suficientemente distantes, de modo que perdas resistivas excessivas das frequências fundamentais sejam evitadas. O circuito deve ter uma relação L/C tão baixa quanto possível e ser adequadamente amortecido para dar um efeito de banda larga.

O amortecimento pode ser obtido colocando em paralelo o indutor do circuito em forma de grampo com um resistor não indutivo e fazendo o indutor de material resistivo. Uma superfície fosca em vez de uma superfície polida pode fornecer resistência de superfície suficiente. O componente resistivo geralmente não precisa ser mais do que um fio/fita de liga de níquel ou fio/fita de cobre estanhado com um valor resistivo CC de uma fração de ohm.

O amplificador de teste foi condicionalmente estável sem um supressor parasita, mas por razões de segurança, coloquei uma rolha como a mostrada. Eu já havia achado esse tipo mais eficaz. O resistor de composição de 56 Ω/2 W (aconteceu de eu ter esse valor) é desviado por loops de grampo de cabelo feitos de fio estanhado de cerca de 2 mm de diâmetro. O comprimento efetivo do fio é de 10 cm, mas corte 12 cm para permitir a conexão com a etiqueta de solda. O tamanho do hairpin foi otimizado em um amplificador anterior e foi considerado eficaz aqui também.







CAPACITOR DE DESACOPLAMENTO DE ENTRADA DE RF

Função (C1): Bloquear a tensão de catodo (filamento) AC seguir para o transceptor.

 



CAPACITOR DE DESACOPLAMENTO DE RF


Função: Bloquear a corrente continua de ânodo (Placa) seguir para o circuito PI de saída e antena, ou seja, somente RF (corrente alternada) seguirá para a antena.

Dimensão: C31 1000 uuf 5000 v (Collins 30L-1)

 

CAPACITOR CERÂMICO DE FILTRO LC (Passa-Faixa)


Função: Filtragem LC (indutivo-capacitivo), permite a passagem das frequências de uma certa faixa e rejeita (atenua) as frequências fora dessa faixa para atenuar os ruídos oriundo de corrente alternada do ânodo ou Placa (RF).

Dimensão:  C16 0.005 uf (Collins 30L-1)

 

CIRCUITO DE SINTONIA FINAL LOAD E PLATE


Função: Converter a alta impedância de saida no anodo ou placa das válvulas para algo  próximo de 50Ω

CHOKE DE SAÍDA 


O estrangulamento de saída é feito de 6,35 mm haste de teflon/tufnol, 45 de comprimento, o enrolamento tem 36,51 mm de comprimento e aproximadamente 66 voltas de fio esmaltado 28 swg, isso é conectado através do soquete de saída.

 Dimensão:  2,5 mH (2500 μH) (Collins 30L-1)

 

14. ATERRAMENTO DA GRADE 

Minha experiência em HF é que é melhor conectar todos os pinos da grade juntos e conectar apenas a um ponto no chassi. Desta forma, uma corrente de HF é forçada a seguir apenas uma direção, o que aumentará a estabilidade. Quando isso foi aplicado a um amplificador NEC CQ301 com 2 × 3-500Z, a instabilidade foi curada instantaneamente. Em um tipo diferente de amplificador, a potência de saída aumentou em 100 watts na faixa de 10 metros.          

15. CORTE EM RECEPÇÃO 


Fonte: PA0fri

Alguns amplificadores planos da série Dentron GLA-1000 não tinham um circuito de "corte" para reduzir a corrente do cátodo no modo de recepção. Isso tinha duas desvantagens: eles dissipavam uma potência contínua de 80 W e o amplificador estava "ligado" sem carga de saída. Neste último caso, não foi excluída a chance de oscilações aleatórias. Com o aumento da corrente ociosa, os tubos trabalharam perto de sua dissipação de ânodo e se desgastaram mais rápido do que o normal. Com este mod não há necessidade de uma 3ª mudança no contato do relé. Há apenas um componente a ser adicionado. Um resistor de 27 kΩ corta a corrente do cátodo quando o amplificador está em espera. Ainda há cerca de 300-500 μA de corrente ociosa, eventualmente monte mais de 27 kΩ para corrente mínima. Os contatos do relé K1A abreviam o resistor quando o amplificador é ativado, permitindo que D1 mantenha a corrente da placa ociosa via RFC1. Este último isola o sinal de condução de RF do solo (via C7). Dois capacitores paralelos foram instalados no condutor do relé para a entrada "RF in" evitando que a corrente CC flua para o transmissor. O indutor RFC1 é conectado desse contato de relé à extremidade desviada do diodo zener.



 

POLARIZAÇÃO DE CATODO (BIAS)


Esta Bias Board é TOTALMENTE MONTADA e TESTADA . Ele é construído como um substituto direto de dois fios para o típico regulador de polarização de diodo zener ou série de diodos de silício encontrados em milhares de amplificadores de triodo fabricados comercialmente e caseiros. A tensão de polarização é variável em uma faixa de cerca de 3,5 a 39 Volts . Um adicional de 10 a 15 volts está disponível na extremidade superior cortando um único jumper (às custas da extremidade inferior) e adicionando o zener e o capacitor mostrados no esquema. A placa pode ser montada e suportada pela aba do transistor ( hardware e termo-pad estão incluídos). Não há necessidade de montar a placa com hardware adicional, mas um orifício é fornecido para esse fim, caso você use um dissipador de calor diferente do chassi e prefira montá-lo dessa maneira.

O transistor DEVE ser aparafusado diretamente a uma superfície grande (de preferência de alumínio) ou a um bom dissipador de calor que receba um bom fluxo de ar para retirar o calor do transistor. Você DEVE isolar a aba do transistor do dissipador de calor usando a almofada térmica e a arruela de ombro fornecidas. Os cabos B e cátodo devem ser desviados conforme mostrado abaixo para garantir que não haja RF atingindo a placa de polarização.

Houve alguns casos em que os caras não tinham o cátodo e os condutores B ignorados para RF o suficiente. Isso causou uma falha no transistor TIP-147 com acionamento aumentado. Tudo funcionou corretamente em modo inativo sem drive, mas quando o drive foi adicionado, chegou-se a um ponto em que o transistor falhou. Certifique-se de ter um bom desvio nas linhas B e cátodo. Também é aconselhável adicionar um capacitor de 0,1 uF 200V ao resistor de corte. Se você não ignorar essas linhas adequadamente, poderá ocorrer uma falha na placa de polarização. Certifique-se também de incluir o fusível em série com sua placa de polarização (ou diodo zener de polarização ou cadeia de diodos se você não estiver usando esta placa) para que, caso haja alguma falha na placa ou sistema de polarização, o fusível mantenha o tubo de extrair corrente excessiva da placa devido ao cátodo estar conectado diretamente a B-.


Esta placa é construída usando o chip de referência de tensão TL431 e o transistor Darlington de potência TIP147 PNP. Este circuito está diretamente na folha de dados do TL431 e é basicamente o mesmo circuito usado pelo GM3SEK e WD7S em suas placas de controle de triodo. Eu construí esta placa principalmente como um retrofit para amplificadores que já possuem um diodo Zener ou para o construtor que não está interessado em uma placa de controle completa. A placa mede aproximadamente 1-1/4" por 1-5/8". Vem completamente MONTADO e TESTADO. NÃO vendo KITS ou Pranchas.Ele usa apenas dois fios para fazer a interface com o circuito do amplificador. Há um varistor de óxido de metal a bordo para ajudar a proteger contra altas tensões decorrentes de um arco dentro do(s) tubo(s). Em alguns casos, proteção adicional pode ser obtida adicionando uma lâmpada de neon NE-2 em paralelo com a placa de polarização. 


CONECTANDO A PLACA DE BIAS:
O diagrama abaixo é o método que recomendo para usar a placa de bias. O resistor de polarização de corte no amplificador é escolhido de forma que o tubo seja cortado quando os contatos do relé de manipulação estiverem abertos. Certifique-se de instalar o fusível em série com a placa de polarização e a linha de codificação. O fusível é escolhido para ter um valor ligeiramente superior à corrente máxima que você espera que seu amplificador consuma. Um exemplo seria um fusível de 1 Amp para um amplificador onde você espera que seu consumo máximo de corrente seja de 750 mA. Este fusível ajuda a proteger o circuito de polarização e o amplificador se você exceder o valor definido como corrente máxima. Se houver um mau funcionamento na placa de polarização devido a algum evento inesperado, o fusível será aberto e o amplificador será cortado.Os capacitores marcados com * devem ser adicionados para evitar qualquer possibilidade de dano de RF à placa de polarização. É muito importante adicionar esses capacitores.


CONECTANDO A PLACA DE BIAS

O diagrama abaixo é o método que recomendo para usar a placa de polarização. O resistor de polarização de corte no amplificador é escolhido de forma que a válvula seja cortada quando os contatos do relé de manipulação estiverem abertos. Certifique-se de instalar o fusível em série com a placa de polarização e a linha de codificação. O fusível é escolhido para ter um valor ligeiramente superior à corrente máxima que você espera que seu amplificador consuma. Um exemplo seria um fusível de 1 Amp para um amplificador onde você esperava que o consumo máximo de corrente fosse 750 mA. Este fusível ajuda a proteger o circuito de polarização e o amplificador se você exceder o valor definido como corrente máxima. Se houver um mau funcionamento na placa de polarização devido a algum evento inesperado, o fusível abrirá e o amplificador será desligado.Os capacitores marcados com * devem ser adicionados para evitar qualquer possibilidade de danos de RF à placa de polarização. É muito importante adicionar esses capacitores.


 





Se você deseja controlar remotamente o ajuste de bias para o painel frontal ou traseiro do seu amplificador, você pode fazê-lo facilmente. Simplesmente prenda uma extremidade de R5, o resistor de 1/4 Watt de 100 Ohm próximo ao trimpot R1. Solde os cabos ao pote linear de 10K montado no painel entre a extremidade cortada do R5 e o pad ao qual ele foi conectado. Em seguida, defina o trimpot R1 para o viés MÍNIMO, menor resistência, final e seu potenciômetro montado no painel funcionará perfeitamente. Eu sugiro que você deixe cerca de 100 a 500 ohms de resistência no trimpot, o que afetará apenas a extremidade de baixa polarização do seu ajuste. Ter seu viés ajustável na frente ou atrás do amplificador é ÓTIMO!


DICAS UTEIS:

Este guia foi escrito principalmente para aqueles que são novos em amplificadores valvulados HF ou para qualquer pessoa que deseja obter o máximo de um Linear amplificador. Descobri que esse procedimento funciona bem com todos os amplificadores de alta frequência que usei,  Independentemente do tipo de válvula usada. Primeiro, devemos entender por que um amplificador linear deve ser sintonizado dessa maneira. Impedância da placa A tensão utilizada, refere-se à "impedância da placa", cada amplificador é projetado para operar em uma  eterminada impedância da placa. A tensão da placa pode ser reduzida ou aumentada, mas a corrente da placa deve ser aumentada ou diminuída para atingir o nível de impedância da placa. Uma pessoa pode pensar em um amplificador de RF do tipo tubo como um sintonizador de antena, combinando a impedância da placa do tubo com a impedância de saída que geralmente é de 50 ohms na extremidade de saída. A relação da tensão da placa com a corrente da placa cria a impedância da placa nível, que pode variar de 500 a 5000 ohms ou mais, dependendo das tensões usadas e da placa de corrente necessária para atingir a potência total de saída. Alterações na tensão da placa podem criar incompatibilidades de impedância da placa, que causam distorções na forma de onda de saída, e perda de eficiência. Grandes oscilações na tensão da placa, devido a uma fonte de alimentação mal projetada ou a uma fonte de alimentação que é operando além de sua capacidade, também pode criar esse mesmo tipo de distorção. Na minha opinião, uma oscilação que exceda 500 volts é suficiente para causar distorções no sinal de saída. Para ajustar um amplificador em uma tensão mais baixa e, em seguida, aumentar a tensão para operar, cria uma incompatibilidade na impedância da placa. Muitos amplificadores não suportam um ajuste de portadora constante no modo de alta tensão, devido a limitações do projeto da fonte de  Alimentação e componentes.

PI DE ENTRADA

 

Por que uma entrada ajustada é necessária?

O circuito de entrada sintonizado de um amplificador de potência RF é mais do que apenas casamento de impedância. Embora o casamento de impedância razoável possa ser importante para a operação adequada do excitador, o circuito de entrada sintonizado de um amplificador de potência de radiofrequência acionado por grade aterrada ou cátodo fornece múltiplas funções importantes para o amplificador:

O sistema de entrada sintonizado evita que os harmônicos gerados no tubo PA retornem ao excitador
Isso evita leituras falsas de ROE alto ou de potência do excitador, uma vez que os harmônicos do cátodo são mostrados como potência refletida       
O circuito de entrada sintonizado fornece uma baixa impedância estável ao cátodo do tubo PA
Isso ajuda na linearidade do amplificador e reduz o IMD, além de poder melhorar a eficiência do PA
O circuito de entrada sintonizado corresponde à impedância do cátodo à impedância do sistema excitador
Isso permite que o excitador funcione em um SWR adequado
Um sintonizador entre o amplificador e o rádio, um circuito correspondente a alguma distância do cátodo ou uma rede passa-alta ou de banda larga não farão tudo isso.

Uma aproximação razoável da impedância de entrada do tubo, para fins de ajuste de circuito, seria um pequeno resistor não indutivo de cada pino de cátodo para um pino de grade de controle em cada tubo. Este resistor deve ser o valor aproximado da resistência de entrada do tubo quando acionado próximo à potência máxima com ajuste e carga normais. A energia do filamento e a HV devem ser desligadas e os tubos deixados no lugar, e a entrada acionada normalmente como se o amplificador estivesse funcionando, mas com um analisador de antena de baixa potência substituindo o excitador normal.

A entrada sintonizada deve sempre estar localizada o mais próximo possível do cátodo de um amplificador de grade aterrada. O circuito de entrada nunca deve estar a uma grande fração do comprimento de onda de distância do cátodo em harmônicos da banda operacional mais alta. Isso provavelmente relega a distância segura a algumas polegadas para um amplificador HF, embora seja sensível a válvulas e classe operacional. Também há uma maneira de contornar os problemas, qualquer distância funcionará, desde que o cátodo "veja" uma impedância relativamente baixa em harmônicos. 

 

Este é o melhor sistema para entradas sintonizadas. Ele apresenta uma baixa impedância em harmônicos, especialmente os harmônicos pares, no cátodo do tubo. Isso melhora a eficiência e o desempenho do IM, ou pelo menos elimina a chance de problemas na eficiência e no desempenho do IMD, pois os excitadores e os comprimentos dos cabos externos ao amplificador são alterados.

A rede de entrada deve ser instalada o mais próximo possível do tubo, com menos de um pé de cabo a dez metros. Se o circuito de entrada tiver que ser instalado remoto do tubo, C7 pode ser movido para a área do cátodo ou a linha coaxial entre C7 e L1 pode ser reduzida a uma impedância muito baixa. Usar uma linha de baixa impedância tem o mesmo efeito que mover o capacitor C7 para mais perto do cátodo. 

https://www.kn5l.net/43-Material-Core-Loss/FT82-43/FT82-43-3-6T.html 

https://owenduffy.net/calc/toroid2.htm



O uso do circuito catódico sintonizado em um estágio de amplificador linear de grade aterrada melhora a linearidade, aumenta a potência de saída, torna o estágio mais fácil de acionar e reduz a carga colocada no excitador de banda lateral. É firme convicção dos autores que as vantagens deste circuito compensam o custo adicional das peças e dos controles extras. É claro que é possível dispensar o circuito catódico sintonizado, desde que o utilizador compreenda as desvantagens que deve assumir pela omissão deste importante elemento do circuito.

A rede catódica sintonizada para tubo de polarização zero pode assumir a forma de circuito bifilar (A), rede pi (B) ou circuito LC shunt (C). Um Q de 5 é recomendado para resultados ideais. Contudo, como isto leva a circuitos bastante volumosos nas frequências mais baixas, o Q pode ser diminuído para 2 ou 3 sem efeitos graves. O capacitor C1 é uma unidade do tipo broadcast de 3 grupos. As bobinas L1, L2 e L3 são ajustadas para ressoar na frequência operacional com C1 definido para cerca de 13 pF por metro de comprimento de onda. O capacitor C2 é aproximadamente 1,5 vezes o valor de C1. A derivação de entrada nas bobinas Li e L2, ou a capacitância de C2, são ajustadas para swr mínimo na linha coaxial para o excitador. 

INFORMAÇÕES QUE NENHUM BRASILEIRO IRÁ TE CONTAR



 Transformador de entrada do amplificador

 



A impedância de entrada de um amplificador de rede aterrado é normalmente de várias centenas de ohms. Embora a maioria dos transmissores de tubo de vácuo não tenham problemas para acionar tal impedância, os transmissores de estado sólido, que são projetados para acionar cargas muito próximas de 50 ohms, geralmente se recusam a acionar tal carga. A melhor (e mais complicada) solução é usar uma rede correspondente sintonizada na entrada. No entanto, um simples transformador de linha de transmissão desequilibrado para desequilibrado de 1 a 4 é muito fácil de fazer e reduzirá a impedância de entrada em aproximadamente um fator de quatro, geralmente colocando-o dentro do alcance da maioria dos transmissores de estado sólido.

Neste amplificador o transformador de entradaé feito enrolando sete voltas de cabo coaxial RG-174 ou pequeno cabo coaxial semelhante em um núcleo toroidal FT-50A-61. Se o cabo coaxial não estiver disponível, 11 voltas de fio magnético esmaltado nº 24, enrolado bifilar, também funcionarão. Clique aqui para ver uma foto do transformador.

Quando construído originalmente, nenhuma rede ou transformador correspondente de entrada foi usado com o amplificador. Isso ocorreu porque o Wingfoot Exciternão teve problemas para acionar o amplificador diretamente. No entanto, mais tarde descobriu-se que os transmissores de estado sólido tinham problemas para acionar o amplificador. Isso ocorre porque a impedância de entrada de um amplificador de rede aterrado é normalmente de várias centenas de ohms. Embora a maioria dos transmissores de tubo de vácuo não tenham problemas para acionar tal impedância, os transmissores de estado sólido, que são projetados para acionar cargas muito próximas de 50 ohms, geralmente se recusam a acionar tal carga. A melhor (e mais complicada) solução é usar uma rede correspondente sintonizada na entrada. No entanto, um simples transformador de linha de transmissão desequilibrado para desequilibrado de 1 a 4 é muito fácil de fazer e reduzirá a impedância de entrada em aproximadamente um fator de quatro, geralmente colocando-o dentro do alcance da maioria dos transmissores de estado sólido.

Em 2013, alguns anos após sua construção original, um transformador de entrada foi adicionado ao amplificador composto por sete voltas de cabo coaxial RG-174 ou pequeno cabo coaxial semelhante em um núcleo toroidal FT-50A-61. (Se o cabo coaxial não estiver disponível, 11 voltas de fio magnético esmaltado nº 24, enrolado bifilar, também funcionarão.) Após a adição do transformador de entrada, descobriu-se que tanto os transmissores de estado sólido quanto os valvulados poderiam acionar o amplificador sem dificuldade. 

Circuito de entrada do amplificador e alimentação de filamento:


Em um circuito de grade aterrada de cátodo aquecido diretamente, é necessário permitir que tanto a RF de entrada quanto a potência do filamento alcancem o filamento/cátodo sem interferir um no outro. No circuito mostrado os dois capacitores de 0,01 uf permitem que a entrada RF do circuito de correspondência de entrada alcance o filamento, evitando que o filamento CA de frequência muito mais baixa flua de volta através do circuito de entrada. Ao mesmo tempo, é importante evitar que a entrada de RF flua para o transformador de potência do filamento. Isso é conseguido com um par de bobinas de RF resistentes que são, na verdade, enroladas no mesmo núcleo. Isso permite que o aquecedor CA de baixa frequência passe enquanto bloqueia a RF de frequência muito mais alta. Qualquer RF residual que possa ter passado pelas bobinas de RF está em curto com o terra através dos dois capacitores de 0,02 uf.Filamento 813. 

 Circuito de alimentação da placa amplificadora:

 



Em um amplificador de RF é necessário fornecer tensão de placa DC ao tubo e ao mesmo tempo extrair a RF amplificada que aparece na placa do tubo. No circuito, o indutor de RF da placa R-175 permite que a corrente contínua da alimentação da placa (B+) passe através dele, evitando que a RF na placa do tubo flua de volta através da alimentação da placa. Ao mesmo tempo, o capacitor de acoplamento de placa de 500 PF (na parte superior do esquema) permite que a RF na placa flua para o circuito do tanque de saída enquanto bloqueia a tensão da placa. O capacitor de 500 PF na parte inferior causa um curto-circuito em qualquer RF residual que possa ter passado pelo indutor da placa e impede que ele alcance a alimentação da placa. A pequena bobina em série com o cabo da placa é um supressor parasita.

 Circuito tanque de placa amplificadora

 


  

O circuito tanque de placa é uma rede pi que combina a alta impedância da placa com a baixa impedância da antena. Ao mesmo tempo, o circuito filtra harmônicos indesejados do sinal de saída. O sinal da placa entra através do capacitor de acoplamento de placa de 500 PF, Os dois capacitores de 40 PF e o capacitor variável de 220 PF, em combinação com a bobina do tanque de placas, ajuste a placa para ressonância. Os dois capacitores de 40 PF são colocados em paralelo para produzir um capacitor de 80 PF. Este é então colocado em série com o capacitor variável de 220 pf. O resultado é efetivamente um capacitor variável com capacitância máxima de cerca de 59 PF. Isso diminui a taxa de sintonia da placa e torna o amplificador muito mais fácil de sintonizar. O interruptor de banda varia a indutância da bobina do tanque, e o capacitor de carga de 1500 PF ajusta a rede para a melhor correspondência de impedância. O indutor de RF de 2,5 mH executa duas funções importantes: Se o capacitor de acoplamento da placa falhar e entrar em curto, o indutor de RF causará um curto-circuito na alimentação da placa, possivelmente queimando o fusível. Isso evitará que a tensão da placa apareça na antena, situação muito perigosa. O indutor também evita que qualquer tensão CC apareça no capacitor de carga, diminuindo a tensão necessária para lidar. 

 Circuito de medição da placa amplificadora




Medir a corrente da placa de um amplificador de RF é ainda mais importante do que medir a corrente da rede. Neste amplificador, o medidor de corrente de placa é colocado no terminal negativo da alimentação da placa. Isso mantém o medidor próximo ao potencial de terra e mantém altas tensões fora do medidor. O resistor de 100 ohms aterra o terminal negativo da alimentação da placa (B-) se o medidor estiver desconectado, o que é um recurso de segurança, mas o amplificador não pode ser operado sem o medidor da placa conectado, pois o resistor sozinho não consegue lidar com a corrente necessária e pode queimar. Também é importante que o retorno da rede seja conectado ao aterramento do chassi do amplificador e não ao terminal B-, pois conectar o retorno da rede a B- faria com que o medidor de placa indicasse a corrente da placa e da rede .

IMPEDÂNCIA DO ÂNODO

Normalmente, a impedância do ânodo ou da saída é conhecida ou pode ser calculada, ou pode ser obtida de um gráfico. No entanto, os radioamadores têm o hábito de (errar) usar válvulas de maneiras diferentes das normais, então os dados disponíveis não se aplicam. No passado, construí amplificadores lineares em um circuito de teste, seguindo esquemas publicados ou fórmulas de projeto e copiando valores fornecidos de componentes para um filtro pi (fig»): C tune , L e C load . Depois de um tempo, no entanto, a pessoa terá uma coceira para experimentar isso ou aquilo. Muitas vezes, nos anos seguintes, a saída foi aumentada após mexer no circuito de saída. Com meios simples, os resultados foram medidos e tabulados, após o que tentei encontrar uma fórmula correspondente. Descobri que meus resultados diferiam das fórmulas e tabelas encontradas em manuais dos anos 60. Com toda a probabilidade, a classe B ou C pura foi então adotada. O ajuste de acordo com minha fórmula "encontrada" é uma boa diretriz para amplificadores lineares caseiros que são destinados a CW e SSB. A impedância anódica do estágio final de um amplificador desconhecido com uma ou mais válvulas, de acordo com minhas descobertas, é:


Pode-se contestar o valor do último decimal de 1,87, mas, por favor, considere que é o resultado médio de muitos experimentos. Do jeito que está, as fórmulas funcionaram muito satisfatoriamente para mim.

Atenção !Normalmente as bobinas são instaladas em série (fig»). Neste cálculo a indutância para 40 m é de cerca de 4 µH. Se a bobina de 80 m for parte das bandas mais altas em série, então a indutância para a seção de 80 m não é 8,34 µH, mas 8,34 - 4 = 4,34 µH! 

Pode-se argumentar que os cálculos com a fórmula R a = V a ÷ (1,87 × I a ) poderiam ser mais exatos. Basta perguntar a si mesmo qual valor você deve assumir para a capacitância adicionada, causada por válvula, fiação e capacitâncias parasitas... essa incerteza é muito maior do que a causada por um cálculo um pouco mais simples.  

 

GRADE ATERRADA

Fonte: https://rutlib5.com

          https://www.w8ji.com/metering_amplifier.htm 

O uso do amplificador de rede aterrada usando válvulas de triodo é um método popular

topologia para muitas frequências de operação diferentes. Uma válvula triodo quando configurada como um amplificador catódico aterrado sofre de uma grande desvantagem. A grande capacitância inerente (Cag) que existe entre o ânodo e a grade causa realimentação indesejada do sinal. Se estiver na fase correta, isso fará com que a válvula oscile. Para evitar isso, aterrar a grade e usar o cátodo como terminal de entrada resolve o problema em 90% dos casos. Sempre existe algum outro mecanismo que pode causar feedback, então geralmente a construção física do amplificador é projetada de forma a minimizar isso.

Ganho Potencial

A válvula acionada por cátodo tem um ganho de potencial muito menor do que um amplificador acionado por grade de cátodo aterrado. Isso ocorre porque as correntes de entrada e saída estão em fase, enquanto no amplificador acionado pela rede elas estão 180º fora de fase. A corrente do cátodo que flui para o terra através da impedância da rede de entrada está resistindo ao sinal do drive de entrada. O resultado é que a impedância vista pela fonte motriz agora é muito baixa. A corrente em fase forma um tipo de sinal de feedback negativo e isso, até certo ponto, aumenta a linearidade.

No amplificador acionado por grade, o driver é apresentado com impedância relativamente alta e, portanto, pode desenvolver uma grande oscilação de tensão de grade-cátodo, exigindo pouca potência de acionamento. O amplificador acionado por cátodo requer uma potência de acionamento muito maior para obter a mesma oscilação de tensão grade-cátodo. O critério de ganho é a potência de saída de RF versus a potência de entrada de RF, portanto, o ganho é menor quando acionado por cátodo – geralmente muito menor!

A transcondutância, no entanto, é a mesma se a válvula for acionada por grade ou acionada por cátodo. Onde é necessário alto ganho, o amplificador acionado por grade é a melhor opção. Isso geralmente precisa de componentes de neutralização externos para combater o sinal de feedback interno causado pelo ânodo para a capacitância da rede. Muitas vezes, o ganho mais baixo pode ser útil.

Um amplificador de grade aterrado é inerentemente mais estável e o cátodo como terminal de entrada está mais próximo de 50Ω do que um amplificador acionado por grade. Para amplificadores lineares de HF, o driver é normalmente um transceptor com uma potência de saída de cerca de 100W PEP. Se o amplificador acionado pela rede fosse escolhido, a potência de acionamento necessária seria uma pequena fração desse valor. Teoricamente, um amplificador de triodo de cátodo aterrado (acionado pela rede), quando não direcionado para a corrente da rede, requer potência de acionamento zero; ele só precisa desenvolver a oscilação de tensão em alta impedância.

Um amplificador de rede aterrado, portanto, é mais adequado para transceptores PEP de 100 W, pois a potência necessária para acioná-lo é mais próxima de 100 W PEP.

Na topologia de grade aterrada, o cátodo retorna ao solo por meio de uma rede ressonante de entrada que pode ser aterrada por RF na extremidade inferior. A grade está em 0V em relação à fonte de alimentação e a tensão de polarização, se necessária, significa que o cátodo precisa ser elevado acima do solo pela tensão necessária para obter o ponto de polarização correto. Se o triodo requer, por exemplo, grade-cátodo de –20V para estabelecer a condição de operação correta, isso significa que o cátodo precisa ser elevado acima do solo para que esteja agora em +20V. Em outras palavras, é o mesmo que um amplificador polarizado por cátodo com um resistor no cátodo para o terra.

Em amplificadores de classe A de sinal pequeno que consomem uma corrente relativamente constante, esse método pode funcionar, mas, para um triodo de potência em que a corrente ociosa é razoavelmente baixa, mas a corrente de pico do ânodo pode ser alta, um esquema simples de polarização do resistor não funcionará. Se a polarização for +20V para obter a corrente ociosa necessária de, digamos, 50mA, mas a corrente do ânodo atingir o pico de 400mA, a queda de tensão no resistor será oito vezes maior quando a corrente do ânodo for totalmente acionada. Se o ponto inativo for +20V, a corrente anódica completa gerará uma tensão de polarização de +160V. Isso é o mesmo que grade-cátodo de –160V e cortará totalmente a condução. Portanto, um método diferente deve ser usado e isso é mostrado na Fig. 



A corrente do cátodo flui para o terra via RB e VR1. O sinal de RF é isolado dos componentes de polarização por uma bobina de RF e desacoplado ao terra por um capacitor de baixa reatância. O ajuste de VR1 define a tensão do cátodo quiescente e, portanto, a tensão do cátodo da grade. Para cortar a válvula durante os períodos de recepção, são usados dois contatos de relé que são controlados pela linha PTT. Na transmissão, RY2B é fechado e RY2A é aberto e a corrente do cátodo flui para o terra através do medidor M2. Ao receber, os contatos do relé se invertem e a tensão de corte de +50 V puxa o cátodo até esse valor, desviando a válvula. O resistor R1 é um dispositivo de segurança em caso de falha na alimentação de +50V ou RY2A; a tensão do cátodo flutuará até uma alta tensão e cortará a válvula.

Polarização de Tensão Constante

Se a rede de cátodos, ao invés de retornar ao trilho de alimentação 0V, for conectada através de um circuito para manter uma constante de +20V entre o terra e o cátodo, temos a solução ideal. Este pode ser um simples regulador de diodo Zener, conforme mostrado na Fig. 10.3. À medida que a corrente do ânodo varia, a corrente através do Zener também varia, mas permanece constante em +20V. Ele requer um diodo Zener de alta potência para fazê-lo funcionar quando a corrente do ânodo é alta.

 


Freqüentemente, um regulador de derivação de tensão constante quasi-Zener de alta potência é usado. Isso se comporta como um diodo Zener normal, mas pode lidar com correntes de cátodo de pico muito altas. Normalmente, precisamos ajustar a tensão de polarização para definir a corrente ociosa necessária e, como todas as válvulas variam um pouco, essa tensão precisa ser ajustável em uma faixa. Um circuito adequado é mostrado na Fig.


O desvio do cátodo é conectado ao coletor de um transistor NPN Darlington. Este transistor possui o medidor de corrente catódica na linha do emissor e um contato de relé. O relé é operado pela linha de controle PTT, portanto, é aberto na recepção e fechado na transmissão. A base do TR1 é polarizada por um diodo Zener e um potenciômetro de baixo valor para definir a tensão de coletor necessária. Através do coletor para o terra, um Zener de alto valor e um resistor de alto valor em paralelo são usados para polarização de corte quando o relé PTT está aberto. Toda a corrente do cátodo flui para o terra através do TR1 e do medidor de corrente. O medidor indica a corrente do ânodo mais qualquer corrente da grade. O circuito manterá a tensão de polarização definida constante entre alguns miliampères e 1A de pico de corrente. O valor do 5V6 Zener define a tensão de polarização mínima e exigirá a seleção para se adequar à válvula em uso.

Triodos de polarização zero

Vários triodos foram desenvolvidos que eliminam a necessidade de circuitos de polarização. Estes incluem o 811, 572B e o 3-500Z e são atraentes porque simplificam o design do amplificador. O único problema é que a válvula ainda precisa ser cortada durante a recepção, o que requer uma alta tensão catódica positiva ou uma alta tensão negativa na grade. Se a grade for usada para alimentar a polarização de corte, ela deve ser retirada do terra CC e desacoplada com capacitores de baixa indutância. Se o capacitor de desacoplamento tiver indutância significativa, ele pode reintroduzir instabilidade, pois a rede não está mais aterrada adequadamente. O outro problema potencial é que, se ocorrer um flashover, ele pode eliminar os capacitores de desacoplamento e deixar a grade flutuando. Ele então oscilará, destruindo-se violentamente.

Embora os populares triodos de polarização zero sejam mais simples de usar para polarização, eles geralmente possuem cátodos diretamente aquecidos. Isso significa que a corrente do aquecedor e o sinal de entrada de RF devem ser tratados corretamente (em um cátodo aquecido indiretamente, o projeto é mais fácil, pois ocorre pouca ou nenhuma interação). Isso significa que a corrente do filamento deve ser alimentada no cátodo por bobinas de RF de alta corrente, que são uma fonte de problemas. Isso também significa que as duas extremidades do aquecedor devem ser solidamente conectadas com um capacitor de baixa reatância para garantir que ambos estejam no mesmo potencial de RF.

Um circuito típico de entrada de amplificador de rede aterrada é mostrado:.

Circuito de entrada típico do amplificador de grade aterrado com polarização zero.


O sinal de entrada é transformado em impedância de cátodo pela rede pi C1, C2 e L. Isso passa por um capacitor de bloqueio CC C3 para o terminal de cátodo. Este capacitor (e C4) é feito de dois capacitores de 10nF em paralelo para lidar com o fluxo de alta corrente de RF. A corrente do aquecedor é alimentada através de duas bobinas de alta corrente enroladas em ferrite RFC1 e RFC2. O enrolamento secundário do aquecedor é alimentado pelo transformador T1 e o enrolamento tem derivação central. A rede flutua acima do solo desacoplando os capacitores CG1 e CG2 e permite o monitoramento da corrente da rede com o medidor M2. A deflexão em escala total é definida pelo resistor R1 e R2 para se adequar à sensibilidade do medidor. A polarização de corte é fornecida pelo diodo Zener D1 e o relé PTT RY1. Na transmissão, o relé PTT muda para o terra através do medidor de corrente de cátodo M1.

O circuito anode pi tank é idêntico a qualquer outro tipo de amplificador, por isso não foi incluído. Se o amplificador tiver que cobrir várias bandas, as redes de entrada precisam ser fornecidas para cada banda, que precisam ser selecionadas por um arranjo de comutação de banda.

Rede de entrada de cátodo

Em alguns amplificadores de rede aterrados simples, não há tentativa de produzir uma ROE baixa compatível com a fonte de acionamento. Isso geralmente é uma fonte de distorção indevida. O método preferido é usar uma rede de correspondência de impedância para transformar da fonte de acionamento para o cátodo. No entanto, isso não é tão simples quanto parece. Tem havido muita confusão e declarações errôneas sobre este assunto e talvez seja necessário ver o que os especialistas têm a dizer sobre este assunto.

William (Bill) Orr, W6SAI, era um engenheiro de projeto sênior na Eitel-McCullough Valve Company, que também conhecemos como Eimac. W6SAI era o editor de um popular boletim regular chamado Amateur Service (AS), publicado pela Eimac para amadores. No boletim AS-3, alguns detalhes pertinentes são fornecidos sobre amplificadores de rede aterrados. Uma versão expandida também foi publicada no QST em agosto de 1961 com os co-escritores Ray Rinaudo, W6KEV, e Robert Sutherland, W6UOV, também engenheiros da Eimac. Isso também aparece no livro ARRL Single Side Band for Radio Amateurs. Nesta época não havia transmissores de estado sólido, então as informações refletem puramente aquelas para transmissores/excitadores de válvula. Como veremos mais adiante, os transmissores de estado sólido são um grande problema para este tipo de amplificador.

Bill Orr tem a dizer sobre amplificadores de rede aterrados: “Qualquer estágio Classe B de terminação única (independente do tubo usado) consome corrente de rede e placa em apenas uma parte do ciclo operacional (aproximadamente 180º). A impedância de entrada de tal estágio, portanto, não representa uma carga constante. A forma de onda fornecida pelo excitador ao estágio de grade aterrada é muito distorcida na parte do ciclo em que o amplificador consome a corrente da grade e da placa. Embora os valores publicados de 'impedância de entrada' possam parecer atraentes, eles realmente representam apenas o componente fundamental da impedância de entrada (útil para cálculos 'Q' do circuito do tanque). Como a impedância de carga de entrada do estágio de grade aterrada Classe B não é um valor constante, é necessário transformá-la em uma impedância constante que se assemelhará a 50Ω durante o ciclo operacional completo. Isso é feito melhor por um circuito sintonizado em C alto colocado diretamente no cátodo do estágio de grade aterrado.

A implicação dessa declaração é que não é considerada uma boa prática simplesmente conectar a saída de um estágio de acionamento de 50Ω ao cátodo por meio de um capacitor de bloqueio CC simples. O resultado será uma distorção grosseira do sinal de entrada e isso simplesmente será amplificado para se tornar um sinal distorcido ainda maior na saída. A outra coisa, que talvez não seja óbvia na declaração de Bill Orr, é que ele estava se referindo a um drive de nível de potência constante no amplificador e observando a distorção senoidal da forma de onda de RF naquele nível fixo de drive. E é aí que a maioria dos fatos errôneos surgiram. Não é possível criar uma rede de correspondência simples que sempre corresponda à impedância de 50Ω do excitador quando a impedância do cátodo varia em uma faixa tão ampla. Por alguma razão, tornou-se uma lenda urbana que uma rede simples pode consertar todos os problemas do amplificador de rede aterrado. Tendo medido a oscilação de impedância em várias válvulas diferentes em diferentes níveis de acionamento, posso dizer agora que é impossível fazer uma rede como esta.

O uso de um circuito de tanque ressonante no cátodo fornece o efeito volante e isso restaura a forma de onda portadora de volta a uma forma senoidal verdadeira. A partir de medições feitas no laboratório da Eimac em vários tipos de válvulas, eles mostraram que, independentemente do tipo de válvula usada, todas tiveram um desempenho melhor com a rede catódica do que sem ela. Geralmente, uma melhoria na potência de saída de cerca de 5% foi alcançada com menos potência motriz e valores de IMD mais baixos. Também mostrou que o casamento com o excitador era menos crítico e não precisava de comprimentos específicos de cabo coaxial entre o excitador e o amplificador para obter um bom casamento de ROE baixa. No entanto, todos os testes foram feitos com um driver de alta potência Classe A de alta qualidade, que foi fortemente amortecido com carga resistiva e foi amplamente imune a efeitos de incompatibilidade. Um transmissor SSB médio, que não foi citado no relatório, quando substituído, pois o excitador foi considerado inferior ao estágio especial do motorista. Isso era para equipamentos de válvula como excitador ou fonte de acionamento.

Drivers de estado sólido e amplificadores de rede aterrados

Se avançarmos cerca de 50 anos, todos os transceptores HF modernos são de estado sólido e são completamente diferentes na maneira como lidam com cargas incompatíveis. Eles podem ser extremamente sensíveis a incompatibilidade e cargas particularmente reativas. Os excitadores de válvula anteriores, com um tanque pi e um par de válvulas 6146, não sentiam nada quando uma carga fraca era conectada. O operador poderia ajustar a sintonia do ânodo e carregar os capacitores para compensar a carga reativa da antena, desde que a ROE não fosse muito alta. Freqüentemente, um SWR tão alto quanto 3:1 pode ser facilmente correspondido e, em alguns casos, até 5:1. Se a SWR da antena for maior do que isso, um ATU normal resolveria o problema com pouco barulho.

Os transmissores de estado sólido modernos estão em grande desvantagem quando se trata de acionar amplificadores de rede aterrados, porque o amplificador apresenta uma carga que varia em uma ampla faixa conforme o nível de potência varia. Embora muitas vezes tenham um ATU embutido, isso não ajuda.

Se o modo usado for AM, então, até certo ponto, o problema é aliviado, pois a impedância não varia em uma quantidade tão grande, porque o nível de portadora constante faz com que a impedância do cátodo seja mais constante. Mas o SSB varia de potência de acionamento zero até o valor de pico.

Uma antena que é incompatível pode ser feita para parecer uma boa carga de 50Ω pelo ATU, então o transceptor está feliz. Mas a impedância de entrada do amplificador de grade aterrada não se comporta como uma antena. A ROE da antena é constante, independentemente do nível de potência. A impedância do amplificador de rede aterrada varia de quase um circuito aberto em níveis de acionamento muito baixos e conforme o acionamento aumenta, ele começa a cair para um nível mais baixo. Quando a válvula começa a consumir muita corrente da rede, a impedância cai para um valor muito baixo. Em um nível de drive muito específico, ele se aproximará de uma correspondência quase perfeita em 50Ω, se a rede de entrada tiver sido configurada corretamente, mas isso ocorrerá apenas naquele nível de drive específico. Como comentou certa vez um projetista de amplificadores sobre a mudança de correspondência com o acionamento: “É como tentar acertar um pombo de argila em pleno vôo. A maldita coisa está sempre se movendo!

E esse é o problema com os transceptores de estado sólido que temos hoje. A ATU pode compensar a condição de incompatibilidade da antena estática, mas não pode variar sua correspondência para seguir o nível de potência quando está em constante mudança.

Curas para variação de impedância de cátodo

Muitas e variadas têm sido as tentativas de estabilizar a impedância de entrada do amplificador de rede aterrada. Se compararmos a topologia do amplificador acionado por grade e acionada por cátodo, podemos ver uma possível solução para o problema.

Um método popular de fornecer impedância de entrada constante para a topologia acionada por rede (cátodo aterrado) é dispensar o circuito sintonizado e substituir um resistor de carga de baixa indutância. Se este resistor for escolhido para ser ~ 50Ω e o excitador estiver conectado diretamente a ele por meio de um capacitor de bloqueio DC para que não perturbe a condição de polarização, o excitador está efetivamente fornecendo uma carga fictícia. A oscilação da tensão da rede é puramente uma função da potência de condução de RF. Essa técnica é comumente chamada de rede de grade passiva.

O método de entrada de grade passiva é atraente, pois elimina os componentes de ajuste necessários para cada banda e permite a operação em qualquer frequência necessária. A rede anódica obviamente não pode ser tratada da mesma forma e a cobertura é puramente limitada pela rede anódica. A desvantagem da rede de grade passiva é que ela precisa de uma potência de acionamento muito maior para obter a oscilação de tensão grade-cátodo necessária. No entanto, com um driver PEP de 100 W, isso normalmente não é um problema. Ele precisa da maior parte da potência de saída disponível do excitador para acionar a válvula para a saída total e, como tal, significa que não precisamos encontrar uma maneira de reduzir muito a potência de acionamento. O resistor de grade, é claro, dissipa alta potência, então precisa ser escolhido corretamente. A grade aterrada e o amplificador de grade passiva precisam aproximadamente da mesma potência de acionamento, portanto 

Eu estive envolvido em um problema de projeto alguns anos atrás para um sistema de rádio de salto de frequência militar. Ao pular uma banda larga de frequências é impossível fazer uma antena que apresente ROE baixa em todas as frequências e ainda irradie com eficiência. (Algumas antenas de banda larga que parecem ter ROE baixa em largura de banda considerável são devidas ao carregamento de resistores para absorver a potência incompatível e, como tal, irradiam apenas uma parte da potência alimentada nelas, em alguns casos tão pouco quanto 30%.) O único item que tem um SWR constantemente baixo é uma carga fictícia! Tentamos fazer um ATU adaptável que sempre apresentasse uma ROE razoavelmente baixa para o transmissor e, na verdade, conseguimos chegar perto de um sistema viável após cerca de dois anos de esforço. Mas a velocidade do salto era de apenas quatro saltos por segundo. O usuário exigia uma velocidade de 50 saltos por segundo e isso não era nem de longe possível. 

No caso do amplificador acionado pela rede, o nível do drive pode ser significativamente reduzido usando um transformador de banda larga para aumentar a impedância do driver para a rede. Se for usado um transformador 4:1, os 50Ω da excitatriz são transformados em até 200Ω e a tensão do drive é dobrada. Esta é uma boa solução se você tiver apenas um transmissor de 10 ou 20 W, mas infelizmente não funcionará para o amplificador de grade aterrado.

Esta correção foi usada em um amplificador linear fabricado pela Heathkit. No linear SB-230

O Heathkit usa o triodo de grade aterrada Eimac 8873 resfriado por condução. O circuito de entrada do cátodo é uma rede passiva pura com um banco de resistores em paralelo para fornecer uma carga fictícia de 100Ω conectada em derivação entre o cátodo e o terra. A impedância de entrada do 8873 começa quase como um circuito aberto em níveis de acionamento baixos e cai gradualmente para cerca de 100Ω na classificação máxima de corrente de rede. Portanto, as duas cargas equivalem a uma carga de 50Ω em acionamento total e uma carga de 100Ω em níveis mínimos de acionamento. Ele tem um SWR de entrada que é de cerca de 2:1 no pior caso e próximo de 1:1 em full drive. Isso se adapta melhor ao moderno excitador de estado sólido. A desvantagem é que ele precisa apenas de cerca de 50 W PEP para levar o amplificador à potência total de cerca de 600 W. (A Eimac fornece um valor de 26 W para atingir uma saída de 587 W a 30 MHz. Como a carga fictícia absorve cerca de metade da potência do drive, isso dobra o nível de drive necessário.) Conseqüentemente, é suscetível ao excesso de direção por um operador inexperiente.



O resistor de derivação catódica é classificado em 30 W e consiste em muitos resistores de composição de carbono de 2 W paralelos montados em uma placa de identificação. O resistor é feito de 15 x 1,5kΩ conectados em paralelo. Eles têm a reputação de ter uma classificação de potência muito baixa e, muitas vezes, aumentam a resistência devido ao superaquecimento. Muitos amadores substituíram os resistores originais de composição de carbono de 2W por resistores de filme metálico de 3W mais apropriados em um esforço para obter alguma dissipação extra. O problema básico, no entanto, é que o operador não está tomando cuidado suficiente com o nível do drive e, muitas vezes, não tem o ALC conectado ao transceptor. A válvula 8873 precisa de no máximo ~40W para levá-la à saturação nas bandas de HF mais baixas e o típico transceptor PEP de 100W simplesmente tem muita potência.

Um método melhor hoje seria um resistor dissipador de calor encapsulado de película fina, como os tipos feitos para resistores de amortecimento em fontes de alimentação comutadas. Eles estão disponíveis em até 500 W de dissipação e são de baixa indutância. Um tipo encapsulado TO-220 é avaliado em 50W de dissipação e 100Ω é um valor muito comum para resistores de amortecimento. Alguns desses resistores funcionarão bem até pelo menos 1 GHz e exibirão indutância próxima de zero nessa frequência.

Uma cura abrangente para o SB-230 seria inserir um atenuador de energia entre a entrada e o cátodo para dissipar o excesso de energia do drive e estabilizar a entrada Z. Um atenuador de 3dB/50W seria apropriado, com o ALC conectado ao transceptor para controlar o nível de acionamento absoluto.

Problemas de instabilidade

Embora a conexão da válvula na rede aterrada reduza radicalmente o valor efetivo do mecanismo de realimentação do ânodo para a rede, ela não o elimina totalmente. A capacitância de saída de uma válvula de rede aterrada é, na verdade, o capacitor mostrado como Cag na Fig. 10.1. Isso também é verdade para uma válvula de grade de tela; a capacitância de saída está entre o ânodo e a grade da tela. Portanto, se o aterramento de RF da grade não for 100% eficaz, a grande corrente de saída circulante fluindo nessa interface fará com que uma tensão de RF correspondente apareça na interface grade-cátodo. Se a grade estiver aterrada em CC, isso normalmente fornece impedância suficientemente baixa para evitar realimentação.

Em alguns triodos de UHF e micro-ondas, o ganho potencial pode ser muito alto em frequências mais baixas. Embora o valor efetivo de Cag seja baixo, ele não é zero. Se calcularmos a reatância do valor de Cag em diferentes frequências, podemos ver o problema potencial.

O triodo Eimac 8873 é uma válvula bastante delicada (e cara). A dissipação máxima da grade é de apenas 5W, a dissipação máxima do ânodo é de apenas 200W. O 8874 e o 8875, que são eletricamente idênticos e diferem apenas no método de resfriamento do ânodo, têm uma dissipação do ânodo de 400W e 300W, respectivamente. O 8873, portanto, não é muito melhor do que um único 572B. Uma válvula de reposição - se você conseguir encontrar uma, pois não são fabricadas há anos - não será barata. Os preços atuais (2017) estão em torno de $ 400 a $ 600 para válvulas Eimac NOS genuínas. Fique bem longe de válvulas usadas! 

Efeito da capacitância de feedback ânodo-grade

Suponha que a válvula seja operada em alguma frequência baixa, como 80m. O valor de Cag para um triodo como o 3-500Z quando operado em rede aterrada é dado como 0,07pF na folha de dados Eimac. A capacitância grade-ânodo é 4,7pF. Na operação de cátodo aterrado, o valor de Cag é, portanto, 4,7pF e a capacitância de saída da válvula sozinha é, portanto, 0,07pF. Os dois capacitores trocam de posição quando a topologia é alterada. A capacitância grade-cátodo permanece a mesma em 8,3 pF, independentemente da topologia usada.

Em 3,5MHz, a reatância de um capacitor de 0,07pF é muito alta, cerca de 650kΩ, o que é bastante insignificante. No entanto, não devemos perder de vista o fato de que a capacitância interna da válvula não é a única fonte possível de realimentação ao redor da válvula. A válvula será montada em um soquete e fica próxima à ferragem que a abriga. Correntes de aterramento altas existem em algumas partes do chassi de metal e, se isso tiver uma alta resistência de efeito de pele, as grandes correntes induzirão tensões em outras partes do circuito do amplificador.

Um mecanismo de feedback clássico é através da bobina do tanque de ânodo. Muitas vezes, ele é montado próximo às paredes verticais do compartimento do ânodo. Dois fatores entram em jogo. Se a bobina for montada a menos de dois diâmetros de bobina de uma superfície metálica condutora, consideráveis correntes parasitas fluem neste metal. Isso se comporta como uma bobina de espira em curto e "de-Qs" severamente a bobina, levando a uma maior perda e menor potência de saída. As correntes parasitas são grandes correntes que fluem dentro do metal e induzem tensões em outras partes do chassi do amplificador por acoplamento magnético, semelhante aos enrolamentos primário e secundário do transformador. Se não for prevenido ou bem controlado, isso pode levar a problemas.

Alguns amplificadores amadores são construídos com chassis de aço chapeado, devido ao esforço dos fabricantes, e exibem estranhos efeitos de loop de terra. Um modelo em particular tem uma má reputação de ser quase impossível de domar por causa dessa escolha de material. Ele precisa de grandes tiras de ligação de cobre para domar completamente o amplificador. Um amplificador correspondente feito por outro fabricante, usando as mesmas válvulas, tem um layout físico quase idêntico e este amplificador não sofre dos mesmos problemas. Este amplificador usa um chassi de alumínio.

Esses dois fatores extras podem aumentar radicalmente o feedback efetivo da rede anódica. Se o terminal da grade da válvula variar em tensão devido ao fluxo de alta corrente de ânodo aplicado, isso pode causar instabilidade. Muitas vezes, as tiras de aterramento dos pinos da grade introduzem alguma indutância e também são capazes de fornecer o sinal de feedback necessário para iniciar a oscilação.

As regras básicas para garantir a oscilação são bem compreendidas. Dois critérios principais precisam ser satisfeitos: primeiro, o ganho do dispositivo deve ser maior que 1 e, segundo, o sinal de feedback deve estar em fase com o sinal de entrada. Se ambos os critérios forem atendidos, o dispositivo oscilará em alguma frequência, determinada pela indutância e capacitância no circuito.

Muitas vezes, a válvula não oscilará na frequência operacional, mas em alguma outra frequência em que as tiras de aterramento e a capacitância própria e parasita satisfaçam um efeito ressonante. Na maioria dos casos, a frequência em que isso ocorre é muito maior do que a frequência para a qual o amplificador foi projetado e, muitas vezes, na região de VHF.

Oscilação parasita

Essas oscilações espúrias são comumente conhecidas como oscilações parasitas e podem ser um problema sério para alguns tipos de válvulas. Se examinarmos as características de uma válvula típica, a Eimac 3-500Z, descobrimos que a Eimac oferece condições de operação de até 110MHz com saída quase total. Todos os dispositivos tendem a cair em ganho à medida que a frequência aumenta. Nos semicondutores temos um fator chamado fmax, que é a frequência onde o ganho caiu para 1. Qualquer frequência acima de fmax é incapaz de sustentar a oscilação. As válvulas geralmente não são classificadas dessa maneira, mas isso pode ser inferido na maioria dos casos, se não for declarado na folha de dados. Por exemplo, o triodo russo GI-7BT na folha de dados fornece classificações de saída de energia para CW e operação de pulso auto-excitada. No comprimento de onda de 18,5 cm (1,6 GHz), ele é classificado com uma saída mínima de 40 W e em 10 cm (3 GHz) sob regime pulsado, é classificado em 12 kW para comprimento de pulso de 3 µs. (Incidentalmente, sob operação de pulso auto-excitado, ela é pulsada com um suprimento de ânodo de 9kV e consome 7,5A de corrente de cátodo, portanto, é uma válvula bastante agressiva.) Portanto, podemos estimar que ainda terá algum ganho útil em 6GHz como um amplificador normal e provavelmente superior. O fmax do triodo 3-500Z é provavelmente de cerca de 500MHz, a julgar pelas características, portanto, em qualquer lugar até essa frequência, ele pode ter problemas de oscilação parasita.

As oscilações parasitas não são um problema exclusivo apenas dos circuitos de rede aterrados. Uma das principais razões para escolher a rede aterrada é porque ela normalmente não precisa de neutralização, mas sempre há exceções ao 

Efeito da capacitância de feedback ânodo-grade

Suponha que a válvula seja operada em alguma frequência baixa, como 80m. O valor de Cag para um triodo como o 3-500Z quando operado em rede aterrada é dado como 0,07pF na folha de dados Eimac. A capacitância grau-ânodo é 4,7pF. Na operação de cátodo aterrado, o valor de Cag é, portanto, 4,7pF e a capacitância de saída da válvula sozinha é, portanto, 0,07pF. Os dois capacitores trocam de posição quando a topologia é alterada. A capacitância grau-cátodo permanece a mesma em 8,3 pF, independentemente da topologia utilizada.

Em 3,5MHz, a reatância de um capacitor de 0,07pF é muito alta, cerca de 650kΩ, o que é bastante insignificante. No entanto, não devemos perder de vista o fato de que a capacitância interna da válvula não é a única fonte possível de realimentação ao redor da válvula. A válvula será montada em um soquete e ficará próxima à ferragem que a abrigará. Correntes de aterramento altas existem em algumas partes do chassi de metal e, se isso tiver uma alta resistência de efeito de pele, as grandes correntes induzirão tensão em outras partes do circuito do amplificador.

Um mecanismo de feedback clássico é através da bobina do tanque de ânodo. Muitas vezes, ele é próximo às paredes verticais do compartimento do ânodo. Dois fatores se entrelaçam no jogo. Se uma bobina for montada a menos de dois diâmetros de bobina de uma superfície metálica condutora, correntes consideráveis parasitas fluem neste metal. Isso se comporta como uma bobina de espira em curto e "de-Qs" severamente a bobina, levando a uma maior perda e menor potência de saída. As correntes parasitas são grandes correntes que fluem dentro do metal e induzem tensão em outras partes do chassi do amplificador por acoplamento magnético, semelhante aos enrolamentos primários e secundários do transformador. Se não for prevenido ou bem controlado, isso pode causar problemas.

Alguns amplificadores amadores são construídos com chassis de aço chapeado, devido ao esforço dos fabricantes, e exibem efeitos estranhos de loop de terra. Um modelo em particular tem uma má opinião de ser quase impossível de domar por causa dessa escolha de material. Ele precisa de grandes tiras de ligação de cobre para domar completamente o amplificador. Um amplificador correspondente feito por outro fabricante, usando as mesmas válvulas, tem um layout físico quase idêntico e este amplificador não sofre dos mesmos problemas. Este amplificador usa um chassi de alumínio.

Esses dois fatores extras podem aumentar radicalmente o feedback efetivo da rede anódica. Se o terminal da válvula de grau variar em tensão devido ao fluxo de alta corrente de ânodo aplicado, isso pode causar instabilidade. Muitas vezes, as tiras de aterramento dos pinos da grade introduzem alguma indutância e também são capazes de fornecer o sinal de feedback necessário para iniciar a oscilação.

As regras básicas para garantir a oscilação são bem compreendidas. Dois critérios principais precisam ser satisfeitos: primeiro, o ganho do dispositivo deve ser maior que 1 e, segundo, o sinal de feedback deve estar em fase com o sinal de entrada. Se ambos os critérios forem atendidos, o dispositivo oscilará em alguma frequência, determinada pela indutância e capacitância no circuito.

Muitas vezes, a válvula não oscilará na frequência operacional, mas em alguma outra frequência em que as tiras de aterramento e a capacitância própria e parasita satisfazem um efeito ressonante. Na maioria dos casos, a frequência em que isso ocorre é muito maior do que a frequência para a qual o amplificador foi projetado e, muitas vezes, na região de VHF.

As oscilações parasitas não são um problema exclusivo apenas dos circuitos de rede aterrados. Uma das principais razões para escolher a rede aterrada é porque ela normalmente não precisa de neutralização, mas sempre há exceções à regra. Alguns dos piores amplificadores com efeitos parasitas são os tipos de grade aterrada, simplesmente porque não há ajuste de neutralização para corrigir o efeito.

Qualquer amplificador, se as condições do circuito permitirem, pode sofrer com esse problema. Geralmente, as oscilações parasitas podem ser reduzidas ou completamente eliminadas pelo uso de bobinas antiparasitárias (APCs) que são instaladas no ânodo e outros terminais para desencorajar os efeitos ressonantes indesejados. Em muitos casos, isso é simplesmente um indutor de baixo valor desviado por um resistor de baixo valor para desqualificar o circuito. Eles são montados o mais próximo possível do terminal com comprimento de cabo zero. Uma imagem de um APC típico para um ânodo 6146 é mostrada acima. O resistor de composição de carbono de 2W normalmente usado sofre com a alta temperatura a que está exposto e, com o tempo, aumenta seu valor. Em aplicações de baixa potência, um APC adequado é um resistor de fio enrolado de 5 W de cerca de 22Ω a 47Ω. Isso elimina o enrolamento de um indutor à medida que o fio de resistência forma o indutor. O resistor de fio enrolado é superior à técnica normal, pois pode suportar melhor a alta temperatura e o custo é menor.

O outro fator a ser observado é que, embora o fabricante forneça na folha de dados os valores de capacitância entre eletrodos, essas medições são feitas em baixa frequência para facilitar a obtenção de uma medição precisa. Eles geralmente são executados em uma válvula fria em um acessório blindado especial para minimizar os efeitos de capacidade parasita. Não se pode presumir que esses valores de capacitância sejam verdadeiros para frequências mais altas. Os fios internos que sustentam as diversas partes da válvula são utilizados para conduzir as correntes dentro da estrutura e sair da base para as conexões. Qualquer fio, se for relativamente longo e fino, tem indutância significativa. Em alguma alta frequência, com a capacitância entre eletrodos, ele ressoará. 

Problemas de estrangulamento de RF

Quando um amplificador é projetado, é imperativo examinar cada componente selecionado com muito cuidado para determinar se ele possui propriedades ressonantes espúrias indesejadas. Isso é particularmente importante para quaisquer indutores de RF usados para alimentar correntes de alimentação. No amplificador de grade aterrado clássico usando triodos de polarização zero, a área que geralmente causa problemas são as bobinas de filamento, pois elas carregam alta corrente e são conectadas em shunt com o sinal de entrada. Estes também podem ser fonte de perda e absorver uma quantidade razoável da potência do drive se escolhido incorretamente. Se a temperatura da bobina exceder a temperatura Curie do material de ferrite, a indutância cai para um valor muito baixo.

O tipo de estrangulamento que sofre mais problemas é o tipo de bobina bifilar, pois ambos os enrolamentos estão em uma haste de ferrite comum. Não se deve esquecer que os indutores, quando conectados em paralelo, têm uma indutância líquida menor: eles se comportam como resistores em paralelo. Portanto, cada indutor precisa ter o dobro da indutância necessária quando estiver no circuito e em paralelo. Com a bobina bifilar, ela também tem o dobro do efeito de aquecimento em comparação com um par de bobinas individuais porque a mesma corrente de aquecimento flui em cada enrolamento. A saturação magnética da corrente do aquecedor também é duas vezes maior. Isso pode empurrar o estrangulamento sobre o penhasco com menos aumento de temperatura.

A outra bobina de RF mais significativa é a bobina de alimentação do ânodo na rede normal do tanque pi. Isso é comum a todos os amplificadores desse tipo, sejam redes aterradas ou outras topologias de circuitos. A bobina de RF do ânodo deve suportar uma tensão de RF muito alta e também transportar uma quantidade substancial de CC para alimentar o ânodo. A indutância dessa bobina deve ser alta o suficiente para impedir, ou pelo menos reduzir a um valor baixo, a corrente CA que flui para o solo induzida pela alta tensão de RF através do ânodo para o solo.

Quando acoplado em paralelo com o ânodo à capacitância de terra, a indutância de estrangulamento pode ser levada à ressonância paralela, de modo que pareça se comportar como uma resistência de valor muito alto ao solo. Em um amplificador de banda única, isso é simples de organizar. No entanto, em um amplificador HF multibanda, isso é quase impossível de alcançar para todas as bandas instaladas. Conseqüentemente, muitas vezes ocorre uma alta perda neste componente nas bandas de frequência mais baixas e o calor gerado causa problemas. Em muitos casos, ao inspecionar um amplificador, o fio esmaltado usado para enrolar o afogador está descolorido e, às vezes, completamente queimado em alguns lugares. Se as curvas adjacentes encurtarem juntas, a perda aumenta dramaticamente e geralmente ocorre uma queima, tornando o estrangulamento irreparavelmente danificado.

Como experiência, uma válvula Eimac 4CX250 foi instalada em um soquete SK-600 e conectada a um Vector Network Analyzer para medir o efeito. Um conector SMA RF foi instalado na base e uma tira de cobre curta e larga conectou o pino central do conector RF ao terminal da grade. O valor da folha de dados da capacitância grade-cátodo é de cerca de 16pF, medido a 1MHz. A reatância de um capacitor de 16pF a 144MHz é ~68Ω e o VNA deve indicar esse valor. No entanto, o valor medido foi radicalmente diferente. O valor efetivo foi calculado a partir dos valores R e X exibidos. Em 144MHz, a capacitância efetiva caiu para cerca de 8pF, mostrando que a indutância interna do eletrodo estava tendo efeito. Quando medido em 432MHz, o cátodo da grade não estava mais se comportando como um capacitor, ele havia passado pela frequência ressonante e era indutivo. A medição foi repetida com o aquecedor ligado e algumas mudanças ocorreram, mas não muito diferentes. Isso mostra que nunca se pode assumir que os valores da folha de dados são constantes com frequência. 


Válvulas Russas

Para evitar flashover em um tubo novo ou em um tubo sem uso há muito tempo, é prudente prepará-lo ("reativá-lo") para sua tarefa. Existem várias opiniões e soluções sobre como fazê-lo, mas com um GU-43 pode ser relativamente simples. Uma CC de 10 a 15 V é suficiente para o tubo consumir 900 mA, pois as grades são conectadas ao ânodo. Aqueça o tubo por 30 minutos com uma tensão de filamento de 12,6 V. Em seguida, forneça uma "alta tensão" de cerca de 15 V e ajuste a tensão para uma corrente de 900 mA. Se possível, use um limitador de corrente, porque durante a reativação a corrente pode aumentar repentinamente, de modo que o monitoramento contínuo pode ser necessário para manter 900 mA. Normalmente, não reativo por mais de uma hora ou mais. Em breve, você descobrirá em qual tensão um bom tubo consumiu 900 mA (ou 800 mA/12-12,5 V), para que tenha uma indicação se outro tubo é melhor ou não.

Nos últimos anos, uma infinidade de válvulas russas tornou-se disponível. Apesar do que algumas pessoas pensam, em muitos casos a indústria de válvulas russa estava muito avançada em relação à do Ocidente, mas, com as relações geladas entre o Oriente e o Ocidente, não sabíamos disso. (A Svetlana era a empresa mais conhecida, mas havia centenas fabricando todos os tipos de válvulas diferentes. Até recentemente, as válvulas Svetlana eram distribuídas nos EUA por uma empresa com sede na Califórnia. Mais recentemente, a empresa parece ter se tornado propriedade chinesa, mas o principal a fábrica ainda fica em São Petersburgo, na Rússia. Svetlana é um nome comum para meninas e significa luz ou brilho, pois originalmente fabricavam lâmpadas elétricas.)

Além dos tipos de microondas GI-7BT, não tenho muita experiência com essas válvulas russas. O GI-7BT tem um preço razoável se você pesquisar e geralmente tem um bom desempenho em até 2,3 GHz.

Eu vi vários amplificadores 572B com eles instalados e eles derrubam as válvulas mais antigas. Uma modificação popular para a série de amplificadores Yaesu FL-2100 é encaixar GI-7BTs. Mas é um grande empreendimento e não deve ser realizado por um construtor inexperiente. O maior problema é sempre o resfriamento: a série Gi7-bt são válvulas de pulso de radar e são capazes de potência insana quando pulsadas. A folha de dados oficial, se você encontrar a correta em russo, fornece os detalhes corretos (as traduzidas geralmente contêm erros). Tive a sorte de adquirir uma folha de dados russa genuína e uma senhora russa casada com um amigo a traduziu para mim. Então fez sentido!

No serviço de radar em 3 GHz, o GI-7BT é classificado com potência mínima de pulso de 12kW para comprimento de pulso de 3 µs. Para este serviço, ele é pulsado com 9kV e consome 7,5A de corrente catódica. Para operação CW em 1,6 GHz, ele é classificado com uma saída mínima de 40 W com uma tensão de ânodo de 1,05 kV e é classificado com corrente de cátodo de 600 mA. Na prática, com 2,5kV no ânodo e consumindo até 450mA, eles fornecerão grande potência em 2m e 70cm em um bom circuito - se você puder mantê-los resfriados. No serviço de radar de pulso curto, o pequeno resfriador de aletas de ar é adequado, mas para operação CW eles realmente precisam de algo melhor. Minha adaptação foi fazer refrigeradores de líquido e eles podem realmente ser pressionados com força em CW. Como a maioria das válvulas, elas devem ser mantidas abaixo de cerca de 200ºC e preferencialmente não mais que 100ºC. Com o resfriamento líquido, isso é fácil com fluxo suficiente através do refrigerador. Meu amplificador de 6m opera duas válvulas Gi7-bt em paralelo e entrega bem mais de 1kW com facilidade, e o refrigerante nunca excede 60ºC. Pelo preço de uma válvula 572B, posso comprar cerca de cinco válvulas GI-7BT. 


fontes:

           Rede PI 

          VNA na rede PI de saída

          Placas de controle

          http://f1frv.free.fr/

          https://jetpropulsion.co.uk/gw0fzy-amateur-radio/gs35b-hf-linear-amplifier

Cálculo de indutor

Cálculo PI-Tank

https://www.realhamradio.com/DC_54_mhz_lowpass_filter.htm

https://www.nd2x.com/ 

 

 





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